Máseres en el espacio

LA NAVEGACIÓN POR MAR TIENE SUS RIESGOS, sobre todo cuando el barco está cerca de tierra. La situación se complica por la noche, cuando los marineros no pueden ver la costa consus propios ojos. Se puede mantener una distancia prudencial a la costa pero, como ésta no es una línea recta, el barco podría encontrarse con un cabo y naufragar. Desde tiempos antiguos se han construido faros para ayudar a la navegación nocturna. Un faro emite un potente haz de luz para marcar las zonas más peligrosas de la costa. No permite ver la costa pero su presencia nos permite inferir dónde se encuentra un cabo o la entrada a un puerto. En este artículo vamos a tratar con una especie de "faros" que encontramos en el universo. Son potentes haces de radiación que, aunque no nos permiten ver directamente los objetos astronómicos de los que provienen, sí nos sirven para inferir su presencia e incluso su forma y movimientos. Estos "faros" son los máseres, herramientas muy potentes gracias a las que es posible estudiar algunas zonas del espacio con el mayor detalle que podemos alcanzar hoy en día en Astronomía.

Máseres y láseres

La palabra "máser" es un acrónimo procedente de las palabras inglesas microwave amplification by simulated emisión of radiation, que en castellano se traduciría como "amplificación de MICROONDAS mediante emisión estimulada de radiación". El fenómeno físico involucrado es exactamente el mismo que el de un láser (amplificación de la LUZ mediante emisión estimulada de radiación). La única diferencia entre un láser y un máser es la longitud de onda de la radiación que se amplifica: se trata de luz visible en el caso de un láser y microondas en un máser.
Las microondas son las ondas de radio de longitud más corta (entre aproximadamente un milímetro y un metro). Un horno doméstico de microondas calienta los alimentos utilizando ondas que suelen ser de unos 12 cm.

Esquema del proceso de emision del maser

Las moléculas excitadas, o en un nivel alto de energía, están indicadas con los círculos rojos; los pequeños círculos azules representan moléculas sin excitar, o en un nivel bajo de energía.
A y B: Un grupo de moléculas es excitado por radiación o choques.
C:  Estas moléculas se encuentran en un nivel alto de energía (población invertida); un fotón incide por la izquierda.
D:  El fotón estimula la emisión de la primera molécula, que libera la energía retenida en el paso A:  como resultado, dos fotones y una molécula en un nivel bajo de energía.
E y F: Los fotones estimulan la emisión de las dos moléculas siguientes, en un proceso que continúa doblando el número de fotones muy rápidamente.

Para entender el fenómeno físico de la emisión máser o láser, debemos repasar antes algunas propiedades de la materia y la radiación: - Los átomos y moléculas pueden estar en distintos niveles de energía. - Un átomo o una molécula que absorba energía puede pasar a un nivel superior. Y, al contrario, pasaría a un nivel inferior liberando la energía sobrante.
- Una forma de caer a un estado inferior es emitir radiación. La diferencia de energía entre los niveles determina la longitud de la onda (y por tanto, la frecuencia) emitida. Así, los átomos y las moléculas actúan de forma similar a una emisora de radio comercial, que emite ondas con una frecuencia determinada. Si queremos escuchar una emisora concreta, debemos sintonizar su frecuencia. En Astronomía, debemos "sintonizar" una frecuencia concreta para estudiar la emisión de una molécula o de un átomo.
- En situaciones de equilibrio, la cantidad de partículas en cada nivel de energía está determinada por la temperatura del material. En los materiales más calientes hay más partículas en estados de alta energía. Pero, en cualquier caso, siempre habrá más partículas en los estados inferiores que en los superiores.

Para que un material produzca emisión máser o láser debe romperse este equilibrio. Inyectando energía en el material puede conseguirse una inversión de la población entre dos niveles, es decir, que haya más átomos o moléculas en el nivel de energía superior. Mientras dura esta inversión, se hace pasar radiación con la longitud de onda que justamente corresponda a la diferencia de energía entre dos niveles. Esta radiación estimula una caída súbita de las partículas del nivel superior al inferior, produciendo un potente "fogonazo" de luz o de microondas. De esta manera se consigue un haz de radiación intenso, estrecho y monocromático (con solo un "color" o longitud de onda). Este proceso de emisión estimulada de radiación fue postulado por primera vez (¡cómo no!) por Albert Einstein en 1917. El primer máser artificial fue desarrollado en 1953 por el físico norteamericano Charles Townes, utilizando amoniaco como material amplificador de microondas con longitudes de aproximadamente un centímetro (24 GHz de frecuencia). Su descubrimiento le hizo merecedor del Premio Nobel en 1964. Pero lo que nos interesa aquí no son los máseres construidos por el hombre, sino los que se producen de forma natural en el espacio.

Máseres astronómicos

Para que en el espacio se produzca una emisión máser deben darse como mínimo dos condiciones: en primer lugar, tiene que haber la suficiente cantidad de gas para que sus moléculas puedan amplificar la radiación. En segundo lugar, debe existir una importante fuente de energía que consiga invertir la población de los niveles de las moléculas. Estas condiciones se dan en distintos ambientes: regiones de formación estelar, cometas, atmósferas planetarias, estrellas en sus últimas fases de vida e incluso cerca de los agujeros negros centrales de algunas galaxias. Es bien sabido que el espacio no está completamente vacío. Existe materia interestelar, compuesta fundamentalmente por hidrógeno gaseoso. En objetos como los mencionados arriba, este gas es especialmente denso. Aparte del hidrógeno, hay otras moléculas en el medio interestelar, aunque en proporciones mucho menores. Son precisamente algunas de estas moléculas las que actúan como amplificadores de radiación y producen la intensa emisión máser. Los máseres más utilizados en Astronomía son los producidos por el radical hidroxilo, el monóxido de silicio, el metanol y el agua. El primer máser astronómico detectado fue el de hidroxilo, en 1965 (Weaver y colaboradores). Esta molécula emite radiación máser en varias longitudes de onda, pero sus máseres más utilizados están en 18 cm (1,7 GHz de frecuencia). Otro descubrimiento fundamental fue el de los máseres de agua, con longitud de onda de un centímetro (22 GHz), en 1969 (Cheung y colaboradores). Dada su importancia astronómica, las frecuencias de microondas a las que emiten estos máseres de hidroxilo están reservadas para observaciones astronómicas, y no deberían utilizarse comercialmente (por ejemplo, para telefonía móvil o difusión de emisiones de radio y televisión). Sin embargo, en los últimos años cada vez es más difícil poder observar máseres de hidroxilo sin interferencias de radioemisiones
artificiales.

La producción de un máser en un objeto astronómico requiere unas condiciones muy particulares de densidad, temperatura e inyección de energía externa.
Cualquier desviación de esas condiciones elimina la posibilidad de invertir los niveles de energía. Por esta razón, las zonas de emisión máser que observamos son muy pequeñas, y aparecen como puntos muy brillantes. Como un faro en el espacio.

Cómo se observan los máseres astronómicos :

Los máseres son emisiones intensas de microondas que, como dijimos anteriormente, son ondas de radio de longitud corta. Por lo tanto, no se observan con telescopios ópticos convencionales, sino con antenas de radio: los radiotelescopios. Aunque no es el único tipo de estudios que pueden realizar, una parte importante del tiempo de estos radiotelescopios se emplea en observar máseres. Sus grandes tamaños garantizan poder detectar estas emisiones, incluso en objetos muy distantes como galaxias activas situadas a varios millones de años luz. Por ejemplo, los radiotelescopios como los de Arecibo en Puerto Rico (305 metros de diámetro),  Green Bank en Estados Unidos o Effelsberg en Alemania (ambos de 100 m), o Robledo de Chavela en España (70 m), se encuentran entre los más sensibles del mundo para detectar ondas de radio, entre ellas la emisión máser. Para poder estudiar con detalle cómo se distribuye la emisión máser hay que recurrir a la técnica de la interferometría. Consiste en observar simultáneamente el mismo objeto con varias antenas y hacer interferir las señales recibidas por cada una. Cuanto más distantes estén las antenas entre sí, se pueden distinguir detalles más finos en las imágenes. El telescopio más importante que utiliza esta técnica es el Very Large Array, en Estados Unidos, compuesto por 27 antenas con separaciones máximas de 36 km.

Las zonas de emisión máser que observamos son muy pequeñas, y nos aparecen como puntos brillantes. Como un faro en el espacio.

También es posible realizar interferometría entre antenas situadas en distintos continentes. De esta forma se obtienen imágenes con el mismo detalle que podría conseguir un gran radiotelescopio con un diámetro igual al de la Tierra (más de 12.000 km). Mediante interferometría se han tomado imágenes de la emisión máser de objetos astronómicos alcanzando detalles del orden de diez microsegundos de arco. Para hacernos una idea de la altísima precisión que esto representa, diez microsegundos equivalen aproximadamente al tamaño con el que veríamos una moneda de un céntimo que estuviera en la superficie de la luna.
Ninguna otra técnica en Astronomía puede, hoy por hoy, alcanzar este poder de resolución. Esto convierte a los máseres en una herramienta muy poderosa para estudiar los objetos astronómicos en los que se producen.

Un ejemplo de estructuras trazadas por máseres: estrellas en formación Las estrellas se forman en el seno de nubes de gas y polvo. Algunas zonas de estas nubes colapsan para dar lugar a un embrión estelar, o protoestrella. A partir de aquí, la protoestrella debe ir ganando material de su entorno hasta alcanzar la masa necesaria para poder iniciar reacciones nucleares en su interior. En estas primeras etapas nos encontramos con la protoestrella rodeada de un disco de gas (imaginemos la protoestrella como una bolita en el agujero de un CD). La protoestrella va engullendo masa del disco y al mismo tiempo expulsa una pequeña cantidad de materia a velocidades de cientos de km/s, en forma de energéticos chorros colimados en dirección perpendicular al disco. Esta configuración es importante, porque ilustra no solo cómo se forma una estrella, sino también la formación de planetas: el disco circunestelar proporciona la materia prima para un futuro sistema planetario en torno a la joven estrella. Por eso, a estos discos se les llama discos protoplanetarios.
En este proceso se dan las condiciones idóneas para que se produzca emisión máser: existe una cantidad apreciable de gas en el entorno de la protoestrella que, al expulsar masa a gran velocidad, proporciona la fuente de energía necesaria para invertir la población de los niveles de algunas moléculas y producir emisión máser.
Por ejemplo, los máseres de la molécula de agua que observamos en estrellas jóvenes parecen trazar los chorros colimados en algunos casos. Se observan colimados y moviéndose en direcciones opuestas desde la protoestrella central. Sin embargo, en otros objetos los máseres trazan discos protoplanetarios. Se mueven a las velocidades que se esperarían de un gas en rotación en torno al objeto central (mayores velocidades más cerca del centro) y tienen un tamaño similar al de nuestro Sistema solar: unas cien unidades astronómicas.

INVESTIGACIÓN DE MÁSERES EN EL IAA

En el IAA realizamos observaciones de alta resolución de la emisión máser, especialmente de las moléculas de hidroxilo y agua. Con esta importante herramienta estudiamos la formación denuevas estrellas y sistemas planetarios. En algunos casos, hemos visto procesos inexplicables con las teorías existentes de formación estelar (como la expulsión de "burbujas" esféricas de gas en estrellas jóvenes). También investigamos las últimas etapas de vida de estrellas como el Sol, cuando toman la forma de nebulosas planetarias. Hasta hace poco se pensaba que las nebulosas planetarias no proporcionaban la suficiente energía para generar emisión máser de agua, pero ya hemos conseguido descubrir tres de ellas que sí lo hacen. Estos tres objetos podrían pertenecer a un tipo especial de nebulosas planetarias muy masivas.
Quedan aún muchos interrogantes en el estudio de las primeras y últimas etapas de la evolución de las estrellas, y las observaciones de la emisión máser serán cruciales, dada su capacidad para alcanzar un enorme detalle en sus imágenes.

K3-35 es la primera nebulosa planetaria en la que se ha detectado emisión máser de agua. Los máseres de agua están localizados en un disco de radio 85 UAs  y en los extremos de un chorro bipolar a 5000 UAs del centro; también muestra máseres de hidroxilo (OH) en diferentes frecuencias. La presencia de agua indica que K3-35 es una nebulosa planetaria extremadamente joven.  Ref: L.F. Miranda, Y. Gómez, G. Anglada, J.M.  Torrelles, 2001, Nature, 414, 284-286

Asignatura: CRF
Dujeiny J. Sánchez Q.
Extraido de: personales.ya.com/casanchi/ast/maseres01.pdf

Los amplificadores y atenuadores programables PXI amplían el conjunto de productos de prueba de radiofrecuencia y microondas de National Instruments

Nuevos instrumentos modulares que mejoran la calidad de la señal, el umbral de ruido y el control de potencia de los analizadores y generadores vectoriales de señales

National Instruments ha ampliado su línea de productos dedicados a pruebas automáticas con dos nuevos módulos de acondicionamiento de señales de RF que mejoran la precisión y la flexibilidad de las medidas de los sistemas de prueba de RF y microondas basados en PXI. En aplicaciones tales como el modelado de la degradación del camino de la señal de RF, medición de la intensidad de campo y pruebas de receptores, los ingenieros pueden combinar el nuevo atenuador de RF programable de 8 GHz NI PXI-5695 con un generador vectorial de señales (VSG) para mejorar la calidad de la señal de RF en niveles de baja potencia. Los ingenieros pueden integrar el preamplificador RF programable de 8 GHz NI PXI-5691, que también funciona como un amplificador de potencia, con los VSGs para incrementar la potencia máxima y con los analizadores vectoriales de señales (VSA) para medir señales de bajo nivel.



"El control preciso de los niveles de potencia de RF es un requisito fundamental para nosotros cuando probamos la sensibilidad del receptor", dijo Jeff May, ingeniero de pruebas en Itron, un proveedor líder de sistemas inteligentes de medida y pionero en tecnología de redes eléctricas inteligentes. "El nuevo atenuador programable de NI nos da el elevado nivel de precisión necesario para controlar de forma precisa los niveles de potencia de estímulo en los sistemas de prueba de producción PXI y esto es un ventaja importante que nos ayuda a mantener tanto la eficiencia como la calidad en nuestro proceso de prueba".

Asignatura: CRF
Dujeiny J Sánchez Q.
Extraido: http://digital.ni.com/worldwide/bwcontent.nsf/web/all/D6650F6164E4CBBE86257696003650F9?OpenDocument&node=167600_esa

ANALYSIS OF THE DUAL-FED DISTRIBUTED POWER AMPLIFIER

Abstract

The dual-fed distributed amplifier is a variation of the conventional single-fed distributed amplifier. Namely, the input signal is fed to both ends of the input line and the power appearing at the ends of the output line is combined. This approach has the advantages of utilising power in both the forward and backward travelling waves on the output line, and the drain output power can be equalised among the FETs. In this paper, the operational behaviour of the dual-fed distributed power amplifier is investigated and the optimum operating conditions are identified. It has been shown that uniform power distribution can be achieved when the spacing between each FET has to of the order guide wavelength and is dependent on the phase difference of the two input signals.

I. Introduction

The conventional distributed amplifier has proven highly successful for small-signal applications. However, its success in power applications has been limited for a number of fbndamental reasons such as: uneven output power distribution among the FETs [ 1][2], and output power wastage in the back-ward waves [3][4][5]. The first problem results in under utilisation of some of the FETs, whilst the second problem results in lowered efficiency. Even under the most ideal circumstances of zero loss: half of the output power delivered by the FETs is wasted in the backward waves to be subsequently dissipated in a termination; and the distribution of output power among the FETs is non-uniform with the FETs nearest the output terminal typically contributing the most power. In fact, over some fiequency ranges, some of the FETs sink rather than source power [ 1].

Methods such as output line tapering [5] may be used to minimise power in the backward waves and improved circuit optimisation [2] may be used to improve the output power distribution among the FETs. However, their success is limited as the problems they aim to cure are fundamental in nature.

A variation to the distributed amplifier topology, the dual- fed distributed amplifier, has been proposed as a means to recover power in the backward waves [3][4]. The circuit diagram of the modified distributed amplifier is shown in Fig. 1 and essentially involves a dual-feed at both the input and output lines. Briefly, the input signal is fed to both ends of the input line using a hybrid, with a view to ensure equal voltages at the drains of the FETs. Power delivered to both ends of the output line is then combined using another hybrid. Despite the promise that such feeding should provide, the previous work [3][4] only considered a small-signal analysis and electrically small spacing between FETs, and did not lend insight into the operational behaviour. It is therefore the purpose of this work to investigate the operational behaviour of the dual-fed distributed amplifier and determine its optimum operating conditions. In particular, large electrical spacing between the FETs will be considered, and as will be shown, equal power distributed can be obtained with the dual-fed distributed amplifier.

Fig. 1. Distributed amplifier variant
using Lange couplers [4].

11. Dual-Fed Amplifier Analysis

In the analysis that follows, we will represent the circuit of Fig. 1 by a simplified circuit so that the salient aspects of circuit operation may be identified. As with the analysis of conventional distributed amplifiers [6], the FET input and output parasitics are absorbed into the input and output transmission lines based on the low frequency assumption for artificial transmission lines. The input coupler may be replaced by a pair of Thevenin sources representing the output signals fiom the input divider. The output coupler may be replaced by the loads it presents to the ends of the output transmission line. For argument sake, we will firther assume that the input and output transmission line sections have equal length, both have effective characteristic impedance 2, and propagation constant y. The effective transmission line parameters Zo and y account for the effects of FET input and output parasitic parameters. It will be assumed that the couplers are both matched to 2, at the fiequencies of interest.  The result of these assumptions is the equivalent circuit shown in Fig. 2.

The voltages and currents in Fig 2 are rms values and refer to signals and do not include dc bias. It will be assumed that the FETs are all identical, are operated in class A mode, and have high linearity so that the drain current of the i* FET is approximately related to its gate voltage by:

where G,,, is the large-signal transconductance. We will assume, as many other such analyses assume, that feedback may be neglected.

Fig. 2. Equivalent circuit of dual-fed distributed amplifier.

The amplified version of the input voltage ElnA will appear at the right most output port and hence the corresponding output voltage is labelled Vou,,+ Likewise, for E,nB and VOurE. In the conventional single-fed case, EInE is zero whilst in the dual- fed case, ElnE will be equal to E,, d4 where @ is the phase difference between the input voltages. Both the input and output transmission lines will be effectively matched at both their ends.

We shall replace the exp(-yl) terms in the analysis that follows by the complex variable z (not unlike the delay variable z in sampled data systems). The gate voltages will therefore be related to the input voltages:


and the total drain voltages will be related to the gate voltages by:



similarly, the output voltages will be:


Equations (3) and (4) account for the fact that each drain current source causes waves to propagate in both directions along the output transmission line, and hence, the total voltage at a given point on the output transmission line will be a superposition of a number of wave voltages each attributed to a drain current source. If E,,," and Eins have equal magnitude, then ti-om (2) and (4) we see that Vo,,L.l and VOylB will have equal  magnitude and phase difference equal to the phase difference between Eid and EinB. Equation (3) is important as it allows one to determine values of z so that the drain voltages are equal. Finally, the output power by the i"' drain current source is given by:


111. Numerical Results and Discussion

In this investigation, it is fiuther assumed that the transmission lines are lossless and hence i will lie on the unit circle and have an argument of -/31 where /3 is the effective phase constant of the transmission lines. In the analysis 2, was set to 40 Q and G;was set to 50 mS, giving G, Zo/ 2 equal to unity; and the input voltage magnitudes were both set to unity. We considered a 4-stage (n = 4) amplifier of which output powers and output voltages were calculated as a fhction of Pl for the case of in-phase inputs (Fig. 3) and quadrature phase inputs (Fig. 4). The numbering of the traces in Figs. 3b and 4b correspond to the FET numbering with 1 being the left most FET and 4 being the right most FET. For the case of equal phase inputs, Fig. 3 reveals that the output voltages (and hence load power) will be maximum, and the FET output powers equal, for ,Of equal to integer multiples of 2x. Under this condition, the total load power to total input power is 6dB greater than the single ended case, as predicted in reference [3], and illustrates the ability of this configuration to utilise power in both the forward and backward travelling waves.

For the case of quadrature phase inputs, Fig. 4 reveals the output voltages (and hence load power) will be maximum, and the FET output powers equal, for /3f equal to integer multiples of TI. However, in this case, the maximum load power is 3dB lower than for the in-phase case. It is interesting to note that the output voltages vary by only 3dB with respect to pl for the quadrature phase case compared to infinite variation for the in- phase case. Similar observations were made for other values of n; except that for odd n and in-phase inputs, output voltages were maximum and FET output powers were equal for Pf equal to multiples of IC.

It is clear from-this analysis that the minimum optimum spacing between FETs will be either half or one guide- wavelength and that optimum performance can only be obtained over a narrow bandwidth. Such spacing would result in physically large circuits and the assumptions underlying the conventional approach of "absorbing" FET capacitances into the transmission lines would be inaccurate. However, these problems could be overcome by realising artificial transmission lines with periodic capacitive loading at intervals considerably less than one guide-wavelength [7]. Such lines are expected to have lower values of attenuation per unit length than in conventional distributed amplifiers where periodic lossy capacitive loading is always associated with lossy loading.

Fig. 3. Output voltages and FET output
powers for n = 4 and d= 0".

IV. Conclusion

In conclusion, we have developed equations that give insight into the operational behaviour of the dual-fed distributed amplifier and determined the conditions under which maximum load power and equal FET output power is obtained. This information has illustrated the benefits of this configuration compared to the conventional single-fed distributed amplifier and is useful in the design and operation of such amplifiers. Work is continuing to investigate the application of the above results when realising such dual-fed amplifiers using both MMIC and hybrid MIC technologies.

Fig. 4.  Output voltages and FET output
powers for n =  4 and  d=  90".

Asignatura: CRF
Dujeiny J Sánchez Q
Extraido de:  http://ir.canterbury.ac.nz/handle/10092/3292

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN EQUIPO GENERADOR DE ONDAS ULTRASÓNICAS PARA FISIOTERAPIA.

RESUMEN

El ultrasonido es usado como agente terapéutico para tratar diversas afecciones físicas, aprovechando los efectos que causa en el organismo; estas ondas son generadas por transductores piezoeléctricos a partir de una señal periódica proveniente de un generador de ondas ultrasónicas, denominándose al conjunto completo generador-transductor 'equipo de terapia por ultrasonido'. En la actualidad estos equipos permiten la variación de cuatro parámetros importantes: tiempo de tratamiento, intensidad de potencia, frecuencia de onda y modalidad de aplicación de la onda (continua o pulsátil).

ABSTRACT

The ultrasound is used as a therapeutic agent to treat diverse physical affections, taking advantage of the effects that it causes in the organism; these waves are generated by piezoelectric transducers from an periodic signal originated by an ultrasonic waves generator, denominating to the complete generator-transducer set 'therapy equipment by ultrasound'. At the present time these equipments allows the variation of four important parameters: treatment time, power intensity, wave frequency and wave application modality (continuous or pulsed).

1. INTRODUCCIÓN

Los altos costos de equipos especializados para el tratamiento de enfermedades contribuyen en gran medida al encarecimiento de muchos de los servicios de salud, debido a que implica una inversión económica significativa, incrementada por los costos de importación, asesorías técnicas y mantenimiento. En nuestro medio son pocas las empresas nacionales orientadas a la transferencia y adecuación tecnológica, y son aún menos las empresas destinadas a desarrollar tecnología capaz de satisfacer las necesidades del mercado local. Por estas dos razones resulta difícil adquirir equipos médicos especializados de buena calidad y a costos accesibles para los profesionales de la salud.

Este proyecto se plantea basado en la necesidad de diseñar y construir un equipo de terapia por ultrasonido con un costo accesible en el país, y partiendo de la tecnología existente. Éste se realiza con el apoyo de la empresa IONIX Ltda., creada por estudiantes egresados de Ingeniería Electrónica de la UIS.

El desarrollo del proyecto comienza con la recopilación teórica de la información existente de la terapia por ultrasonido y las características de los equipos de ultrasonido terapéutico, luego se hace una descripción detallada de los requerimientos del modelo funcional y se prosigue con el diseño y la construcción del equipo desde las perspectivas de Hardware y Software.
Posteriormente se realizan las pruebas y analizan los resultados obtenidos para finalmente realizar las conclusiones y recomendaciones respecto al proyecto y equipo.

2. JUSTIFICACIÓN

Para el mercado colombiano el costo de los equipos usados para llevar a cabo el tratamiento descrito es elevado, lo cual restringe el fácil acceso al mismo. En este trabajo se propone el diseño y la construcción de un modelo funcional electrónico capaz de generar ondas ultrasónicas mediante la programación de los parámetros. El equipo final basado en el modelo funcional será utilizado en fisioterapia para el tratamiento de las patologías que requieren de calor profundo, con un costo accesible en el país.

3. CONTENIDO

1. DESCRIPCIÓN GENERAL DEL SISTEMA

Figura 1. Diagrama general del equipo diseñado.

La señal eléctrica, que se origina en el generador y pasa por el sistema de amplificación, va hacia un transductor piezoeléctrico, contenido en un cabezal que se aplica al paciente. El sistema controla la potencia aplicada al transductor, a través de la lectura de tensión, también la frecuencia de la onda de salida, y el tiempo transcurrido de la terapia. Para el diseño general del equipo se toma como referencia tanto la Tabla 1 como el esquema de la Figura1.

Generación

El bloque de generación es el encargado de suministrar las señales necesarias para la etapa de amplificación. Los parámetros de diseño son:

Tipo de onda: Senoidal
Frecuencia: 1 ó 3.2 MHz ±5%
Potencia :
1 MHz: 0.1 a 2.5 W/cm2, 3.2 MHz: 0.1 a 2.0 W/cm2
(±10% sobre 20% de la salida
máxima nominal)
Tiempo de terapia: 1 a 30 minutos
Modos de aplicación de la onda ultrasónica : Continuo o pulsátil

Modo Pulsátil
Frecuencia modo pulsátil :100 Hz ± 10%.
Ciclo útil modo pulsátil: 10%, 20%, 50%.

Entradas: Una señal proveniente de la unidad de procesamiento, que establece la frecuencia y habilita la salida del sistema.

Salidas: Dos ondas cuadradas en contrafase entre 0 y 5 V, a la frecuencia programada por la unidad de procesamiento.

La implementación de dicha etapa consta de un circuito oscilador encargado de generar los pulsos en cascada con un buffer.

Amplificación

El bloque de amplificación es el encargado de suministrar una onda de tensión senoidal capaz de suministrar la potencia requerida por el cabezal de tratamiento. Los parámetros de diseño del sistema son los siguientes:

Entradas: dos onda rectangulares en contrafase, de 1 ó 3.2 MHz con ciclo útil de 50% y amplitud de 0-5 V; y un valor en continua que indique la amplitud de la onda de salida.

Salida: una onda senoidal a la misma frecuencia de la señal de entrada, con una componente de continua reducida y de amplitud máxima 80 Vpp. Se debe entregar entre 0.5 y 12.5 W de potencia al cabezal utilizado.

El esquema general de la solución propuesta para la etapa de amplificación se muestra en la Figura 2. El sistema completo consta de tres bloques: Amplificador de potencia, fuente DC y dos filtros sintonizados a frecuencias de 1 y 3.2 MHz. La onda de entrada es acondicionada por el amplificador de potencia, y luego pasa a través de un conjunto de filtros sintonizados a las frecuencias mencionadas, con el propósito de dar la forma de onda requerida.

Amplificador de potencia

El amplificador es alimentado por una fuente DC variable, de modo que la potencia entregada al cabezal sea regulada automáticamente. El sistema está compuesto de 3 bloques:

- Circuito integrado excitador encargado de acondicionar la onda proveniente del generador con la potencia necesaria para excitar el circuito de amplificación.
- Transformador, encargado de aislar la etapa de generación de la etapa de amplificación.
- Circuito amplificador con tensión de alimentación dual, encargado de suministrar la potencia necesaria a la onda aplicada al cabezal de tratamiento.
Fuente DC

Esta presenta dos clases de salidas: una de ellas es dual y variable, con los valores positivo y negativo similaresen magnitud y con diferencia máxima entre valores de 80V; la otra salida es una salida fija de +8V, con un error de ±10 %. La salida dual y variable se implementa mediante un convertidor DC-DC conmutado e incluye un circuito integrado para asegurar que el valor de la salida en tensión sea constante y desactivar el circuito preventivamente en determinados casos.
Filtros sintonizados

Con el fin de proporcionarle al cabezal piezoeléctrico una señal senoidal a la frecuencia de resonancia del mismo, se necesita un par de filtros sintonizados a cada una de las frecuencias de interés 1MHz y 3.2MHz. Los filtros deben permitir el paso del armónico fundamental de la onda cuadrada proveniente de la etapa de amplificación.

Las topologías escogidas se seleccionaron haciendo énfasis en una baja distorsión armónica total de la señal de tensión de salida.
Realimentación

Mediante la realimentación se regula automáticamente la potencia entregada al cabezal a partir del sensado de tensión y se garantiza la frecuencia de la señal eléctrica aplicada al mismo, para proteger la integridad física del paciente y asegurar el buen funcionamiento del equipo.
Sensado de tensión

Para la realimentación de tensión, se emplea un detector de tensión que funciona linealmente para altas frecuencias, que al proporcionarle una señal senoidal, entrega un nivel de continua proporcional al valor RMS de la señal de entrada.

Sensado de frecuencia

A través de un amplificador operacional configurado como comparador, se obtiene a la salida del mismo una señal cuadrada entre 0-5V, con la misma frecuencia de la señal senoidal a la entrada. Luego esta señal se conecta en cascada con un divisor de frecuencia por 256 para poder calcular la frecuencia directamente con la unidad de procesamiento.

Figura 3. En la parte superior el esquema de la realimentación
de tensión, donde H1(s) es la función de transferencia del circuito
amplificador y H2(s) la función de transferencia del filtro respectivo.
En la parte inferior el esquema de la realimentación
de frecuencia.

Acción de control

Las señales sensadas y acondicionadas se envían directamente a la unidad de procesamiento, quien calcula la acción de control: en el caso de la tensión la variación de un nivel de continua a la salida de un DAC (Digital to Analog Conversor) y para la frecuencia una nueva señal de configuración al oscilador. Los esquemas de control se observan en la Figura 3 para la tensión y para la frecuencia.
Protecciones principales

Elementos de protección por exceso de corriente:

Se implementó como protección por exceso de corriente cuatro fusibles de 4A cada uno en el circuito de alimentación DC variable. Igualmente, el controlador del circuito mencionado posee un par de terminales que deshabilitan la salida de tensión cuando se generan corrientes por encima de un valor estipulado.

Elementos de protección por exceso de tensión:

Para proteger el dispositivo de tensiones que sobrepasen los valores permitidos, se implementó mediante software una rutina que detiene completamente el funcionamiento del equipo cuando la tensión de salida sobrepase los 80Vpp. Adicionalmente se cuenta con dos diodos Zener en el circuito de alimentación DC variable.
Cabezal en el aire

Para evitar temperaturas excesivas en el cabezal que puedan causar riesgos de quemaduras, se implementó una forma de detección de desacople entre el cabezal y elpaciente.

Visualización y entrada de datos: interfaz

La interfaz debe comunicar al usuario con el equipo a partir de los parámetros introducidos por él, durante el desarrollo de terapias físicas con ultrasonido.

Indicaciones visuales

La estructura del programa de control de la interfaz se plantea para una pantalla LCD, con las siguientes distribuciones:

-Tiempo de tratamiento programado / Tiempo restante de tratamiento.
-Intensidad de potencia programada.
-Frecuencia de operación (1 ó 3.2 MHz)
-Ciclo útil
-Terapia en curso/Terapia pausada/Terapia abortada o concluida
-Indicador de encendido/apagado.

Teclado

El teclado utilizado para el equipo es de 16 pulsadores, que permiten al usuario ejecutar cada una de las operaciones. La distribución del teclado se hace de la siguiente forma:

- Teclado numérico, de 0 a 9.
- Cursor arriba y cursor abajo.
- Inicio/Pausa y Cancelar.
Unidad de procesamiento

Las funciones de la unidad de procesamiento del sistema son: Procesar los datos provenientes del teclado, permitir la visualización de los parámetros del tratamiento, controlar las variables de tensión y de frecuencia, iniciar y finalizar el tratamiento de acuerdo con los parámetros programados por el usuario.

2. PRUEBAS Y RESULTADOS

Pruebas experimentales de las etapas implementadas

Ganancia de filtros

Con base en las señales de entrada Vin y de salida Vout de cada filtro se calculó la ganancia de cada uno, y se compararon con los resultados obtenidos mediante simulación, como se observa en la Tabla 2.

Tabla 1. Ganancia de los filtros.

Resultados experimentales de diversas señales

Divisor de frecuencia

De acuerdo con los resultados obtenidos, el divisor de frecuencia trabaja con un margen de error menor al 0.3%.

Ciclo útil

De acuerdo con los resultados observados, la desviación máxima es de 10% respecto a la duración del ciclo útil. Figura 4.

Distorsión armónica total Para calcular la distorsión armónica, se tuvo en cuenta
la siguiente definición:

Los resultados obtenidos muestran que la distorsión armónica total máxima es de 1*10-3 W/W y 1.8*10-3 W/W para 1 MHz y 3.2 MHz respectivamente.

4. CONCLUSIONES

Se generaron pulsos electrónicos rectangulares en contrafase a frecuencias de 1 y 3.2 MHz mediante un oscilador programable digitalmente, el cual permite realizar ajustes de frecuencia a partir de su realimentación, garantizando que el error en dicha variación no exceda el 3%.

La etapa de potencia diseñada e implementada permite realizar variaciones en la potencia entregada al cabezal, consiguiendo tener un control directo en la señal aplicada al mismo por medio de la realimentación de tensión.

Por medio del microcontrolador PIC18F452 se desarrolló una interfaz amigable para el operador del equipo, que permite el ingreso de los parámetros por medio de un
teclado de 16 caracteres y su visualización a través de una pantalla LCD de 4x20 caracteres, siendo ellos la frecuencia, la intensidad de potencia, el ciclo útil y el tiempo del tratamiento.

Al diseñar y construir un equipo capaz de trabajar a 1 y 3.2 MHz, con opciones de modo continuo y pulsado (al 10%, 20% y 50%), se logra dar mayor versatilidad, pudiendo ser usado para diferentes tratamientos en rehabilitación física y estética corporal.

Se obtuvieron ondas senoidales a la salida del generador con baja distorsión armónica, garantizando la integridad del material piezoeléctrico en el cabezal y concentrando la mayor parte de la potencia en la frecuencia deseada.

La implementación de un lazo de realimentación es necesaria para garantizar la integridad física del paciente y del operador del equipo, al igual que el buen funcionamiento del mismo, independiente de que las variables a controlar sean de mínima variación cuando se implementa el sistema en lazo abierto.

Se implementó una forma de detección del cabezal desacoplado o en el aire a partir de la variación en la tensión de salida, como una forma de evitar el calentamiento excesivo del mismo.

El desarrollo de proyectos interdisciplinarios, permite aplicar los conocimientos adquiridos en la universidad en contextos distintos con los que se está normalmente familiarizado.

Con el desarrollo del presente trabajo, se contribuye al diseño de equipos de ultrasonido en la región a partir de la transferencia y adaptación de tecnología existente para los mismos; al tener la capacidad de desarrollar equipos propios con elementos accesibles, se obtiene como
beneficio la disminución de los costos de importación e intermediación en la adquisición de equipos de ultrasonido. Comparado con otros equipos con similares características y de marcas reconocidas por los fisioterapeutas, un equipo final basado en el modelo funcional podría resultar competitivo en el mercado colombiano, tanto en precio como en prestaciones.

Los resultados del presente trabajo muestran que el modelo funcional diseñado y construido es capaz de generar una onda ultrasónica senoidal con baja distorsión armónica, con la potencia de salida, frecuencia, modalidad de aplicación, y tiempo de terapia programados, dentro de los márgenes de tolerancia estipulados en las normas pertinentes y con los diseños considerados. El diseño se basó en las normas establecidas para equipos de terapia por ultrasonido por la IEC (International Electrothecnical Commission) y recopilada por el Instituto Colombiano de Normas Técnicas y Certificación, ICONTEC.

Asignatura: CRF
Dujeiny J. Sánchez Q.
Extraido de: www.utp.edu.co/php/revistas/.../docsFTP/231632309-314.pdf -

Maser

A maser is a device that produces coherent electromagnetic waves through amplification by stimulated emission. Historically, "maser" derives from the original, upper-case acronym MASER (Microwave Amplification by Stimulated Emission of Radiation). The lower-case usage arose from technological development having rendered the original denotation imprecise, because contemporary masers emit EM waves (microwave and radio frequencies) across a broader band of the electromagnetic spectrum; thus, the physicist Charles H. Townes's suggested usage of "molecular" replacing "microwave", for contemporary linguistic accuracy.[1] In 1957, when the optical coherent oscillator was first developed, it was denominated optical maser, but usually called laser (Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation), the acronym Gordon Gould established in 1957.

History

Theoretically, the principle of the maser was described by Nikolay Basov and Alexander Prokhorov from Lebedev Institute of Physics at an All-Union Conference on Radio-Spectroscopy held by USSR Academy of Sciences in May 1952. They subsequently published their results in October 1954. Independently, Charles H. Townes, J. P. Gordon, and H. J. Zeiger built the first maser at Columbia University in 1953. The device used stimulated emission in a stream of energized ammonia molecules to produce amplification of microwaves at a frequency of 24 gigahertz. Townes later worked with Arthur L. Schawlow to describe the principle of the optical maser, or laser, which Theodore H. Maiman first demonstrated in 1960. For their research in this field Townes, Basov, and Prokhorov were awarded the Nobel Prize in Physics in 1964.

A hydrogen radio frequency discharge, the first element inside

a hydrogen maser (see description below)

Technology

The maser is based on the principle of stimulated emission proposed by Albert Einstein in 1917. When atoms have been put into an excited energy state, they can amplify radiation at the proper frequency. By putting such an amplifying medium in a resonant cavity, feedback is created that can produce coherent radiation.

Some common types of masers:

Atomic beam masers:
Ammonia maser
Hydrogen maser

Gas masers:
Rubidium maser

Solid State masers:
Ruby maser

The dual noble gas maser is an example of a masing medium which is nonpolar

Uses

Masers serve as high precision frequency references. These "atomic frequency standards" are one form of atomic clock. They are also used as electronic amplifiers in radio telescopes. Masers are being developed as directed-energy weapons.

Hydrogen maser
Main article: Hydrogen maser
A hydrogen maser.

Today, the most important type of maser is the hydrogen maser which is currently used as an atomic frequency standard. Together with other types of atomic clocks, they constitute the "Temps Atomique International" or TAI. This is the international time scale, which is coordinated by the Bureau International des Poids et Mesures, or BIPM.

It was Norman Ramsey and his colleagues who first realized this device. Today's masers are identical to the original design. The maser oscillation relies on stimulated emission between two hyperfine levels of atomic hydrogen. Here is a brief description of how it works:

* First, a beam of atomic hydrogen is produced. This is done by submitting the gas at low pressure to an RF discharge (see the picture on this page).

* The next step is "state selection"—in order to get some stimulated emission, it is necessary to create a population inversion of the atoms. This is done in a way that is very similar to the famous Stern-Gerlach experiment. After passing through an aperture and a magnetic field, many of the atoms in the beam are left in the upper energy level of the lasing transition. From this state, the atoms can decay to the lower state and emit some microwave radiation.

* A high quality factor microwave cavity confines the microwaves and reinjects them repeatedly into the atom beam. The stimulated emission amplifies the microwaves on each pass through the beam. This combination of amplification and feedback is what defines all oscillators. The resonant frequency of the microwave cavity is exactly tuned to the hyperfine structure of hydrogen: 1420 405 751.768 Hz.

* A small fraction of the signal in the microwave cavity is coupled into a coaxial cable and then sent to a coherent receiver.

* The microwave signal coming out of the maser is very weak (a few pW). The frequency of the signal is fixed and extremely stable. The coherent receiver is used to amplify the signal and change the frequency. This is done using a series of phase-locked loops and a high performance quartz oscillator.

A hydrogen maser

Astrophysical masers

Main article: Astrophysical maser

Stimulated microwave and radio wave emission is observed in astronomy, and is frequently called superradiant emission to distinguish it from laboratory masers which typically employ resonant feedback. Such emission is observed from molecules such as water (H2O), hydroxyl radicals (OH), methanol (CH3OH), formaldehyde (CH2O), and silicon monoxide (SiO).

Maser-like stimulated emission also occurs in nature in interstellar space. Water molecules in star-forming regions can undergo a population inversion and emit radiation at 22 GHz, creating the brightest spectral line in the radio universe. Some water masers also emit radiation from a vibrational mode at 96 GHz.

Terminology

The meaning of the term maser has changed slightly since its introduction. Initially the acronym was universally given as "microwave amplification by stimulated emission of radiation," which described devices which emitted in the microwave region of the electromagnetic spectrum. The principle of stimulated emission has since been extended to more devices and frequencies, and so the original acronym is sometimes modified, as suggested by Charles H. Townes,[1] to "molecular amplification by stimulated emission of radiation." Some have asserted that Townes's efforts to extend the acronym in this way were primarily motivated by the desire to increase the importance of his invention, and his reputation in the scientific community.[3]

When the laser was developed, Townes and Schawlow and their colleagues at Bell Labs pushed the use of the term optical maser, but this was largely abandoned in favor of laser, coined by their rival Gordon Gould.[4] In modern usage, devices that emit in the X-ray through infrared portions of the spectrum are typically called lasers, and devices that emit in the microwave region and below are commonly called masers, regardless of whether they emit microwaves or other frequencies.

Gould originally proposed distinct names for devices that emit in each portion of the spectrum, including grasers (gamma ray lasers), xasers (x-ray lasers), uvasers (ultraviolet lasers), lasers (visible lasers), irasers (infrared lasers), masers (microwave masers), and rasers (RF masers). Most of these terms never caught on, however, and all have now become (apart from in science fiction) obsolete except for maser and laser.

Masers in science fiction

Masers often appear as weapons in science fiction movies and novels. Their characteristics often differ from those of real masers, however, and it is doubtful whether a practical maser weapon such as these can actually be made.

Some notable science fiction appearances of masers:

* Larry Niven writes often of the use of masers by spaceships for communications in his Known Space books, as well as his other science-fiction novels, such as The Mote in God's Eye.
* Masers are the most recognizable weapon in the Godzilla series and Toho's other monster movies. "Maser tanks" are often deployed against monsters. These fire a bolt of electricity, presumably created by amplified microwaves. Maser tanks have also appeared in various video games and in other science fiction movies.
* Masers are common in anime and Japanese-inspired animated science fiction stories. They have appeared in the Transformers, Gundam, GaoGaiGar, Code Geass and others.
* Masers are used predominantly as weaponry, both from spaceships and by ground troops in Peter F. Hamilton's Night's Dawn universe, as well as appearing in his Commonwealth Saga.
* Masers are frequently used as the assault weapon-of-choice by military forces in William Shatner's novel series "Quest for Tomorrow".
* In the Star Wars Expanded Universe, masers (called "charrics") are the primary weapon for the Chiss race, on their fighters and for handheld rifles.
* The DANGI Maser is a prominent and very lethal weapon in a popular (and free) scenario for Marathon called Marathon Rubicon.
* In Carl Sagan's novel Contact, the main character, Ellie Arroway, does her thesis project on developing a "ruby maser".
* In the video game Ratchet and Clank: Size Matters, there is a weapon called the Laser Tracer. When fully upgraded to level 4, it becomes the Optical Maser Array.
* In the Star Control series history, the Androsynth defeated the humans' defenses with the use of MASER technology.
* The Monkeylord unit in Supreme Commander is armed with a "Microwave Laser."
* In David Brin's Uplift Universe, masers are used not as weapons, but as communication devices.
* In the ABC television program Alias (a member of the Spy-fi genre), the season 3 episode Prelude featured a maser attached to a Chinese satellite, able to pinpoint assassination targets from space.
* In the Halo universe masers are used for communication on spacecraft.
* In the webcomic Starslip Crisis, masers are a common form of starship weaponry.
* In the video game Phantasy Star Online, there is a weapon called a "Maser Beam."
* In the TV series Lost In Space, "Maser Beams" are used for teleportation in several episodes.
* In Star Trek, phasers were originally short for "photon masers" though were later changed.[citation needed]
* In Sony Online's MMO game Infantry Online, maser is available for Sci-Ops class to use as weapon. Maser is commonly known for its ability to go through any obstacle in the game.
* The Autobot Metroplex has twin shoulder-mounted Maser cannons.
* In the 1982 film Timerider: The Adventure of Lyle Swann, a motorcyclist accidentally goes back in time to the Wild West after stumbling across a time travel experiment that utilizes "maser velocity acceleration" to send objects back in time.
* Masers are used as ship to ship weapons in David Weber's Honorverse

Asignatura: CRF
Dujeiny J. Sánchez Q.
Extraido de: http://en.wikipedia.org/wiki/Maser#cite_note-1

DISEÑO DE AMPLIFICADORES DIFERENCIALES DE BAJO RUIDO PARA ANTENAS UWB EN LA BANDA BAJA DEL PROYECTO SKA

Abstract- Differential amplifiers can be an appropriate solution in the implementation of radio astronomy receivers, due to their efficient interference and harmonic isolation. In this paper, two different topologies are presented. The first one consists of two single ended amplifiers in a balanced topology. The second one is formed by cascading two simple differential stages. Both circuits operate in the 300MHz to 1GHz bandwidth. Firstly, gain and noise characterizations of each amplifier have been done. Lastly, noise analysis of the whole reception system, formed by the antenna and the differential amplifiers, is presented.

I. INTRODUCCIÓN

El proyecto SKA (Square Kilometer Array) es un esfuerzo de la comunidad internacional para investigar y desarrollar las tecnologías necesarias para construir un nuevo radiotelescopio en una extensión de un kilómetro cuadrado de área [1]. Este instrumento va a ser mucho más sensible que los radiotelescopios actuales, y va a funcionar en un ancho de banda comprendido entre los 100MHz y los 25GHz.
Actualmente se están realizando gran cantidad de trabajos de investigación en este ámbito en todo el mundo. Una de estas tareas es el diseño de amplificadores de bajo ruido que funcionen en la banda de frecuencia entre 100MHz y 1GHz.
El principal problema con los sistemas de radioastronomía que funcionan a esas frecuencias es el alto nivel de ruido atmosférico que reciben las antenas de banda ancha y no muy directivas. El uso de antenas diferenciales (Vivaldy, Bunny Ear) para cubrir la banda baja del proyecto SKA hace que se planteen dos posibilidades en el diseño de los amplificadores de bajo ruido del receptor. Una primera aproximación puede consistir en conectar un balun a los puertos de la antena, y a continuación utilizar un amplificador de bajo ruido convencional single-ended. La otra solución no requiere el uso de baluns pasivos, que van a introducir pérdidas, sino que utiliza amplificadores diferenciales a modo de balun activo. El uso de dispositivos electrónicos diferenciales es bastante común en sistemas de baja frecuencia, pero su uso para frecuencias de microondas no está tan extendido. Sin embargo, para el caso de amplificadores de microondas de bajo ruido, el uso de una topología diferencial reduciría sustancialmente la cantidad de ruido acoplado en modo común (por ejemplo el introducido por las alimentaciones del amplificador). Por otro lado, hay problemas inherentes añadidos al trabajar con parámetros S diferenciales en vez de con los tradicionales.
En esta línea se han propuesto algunas soluciones, sobre todo basadas en tecnología MMIC [2] [3]. En este trabajo se presentan dos diseños alternativos basados en elementos concentrados y realizados en tecnología microstrip.

II. AMPLIFICADORES DIFERENCIALES DE MICROONDAS

Las aplicaciones de baja frecuencia han venido utilizando circuitos balanceados durante años para reducir las interferencias y eliminar las líneas de referencia a masa. Hay
muchas ventajas en el uso de de circuitos diferenciales en vez de los dispositivos single-ended. Estas propiedades no han pasado desapercibidas a los investigadores y diseñadores de circuitos, lo que ha provocado un gran incremento en su uso para aplicaciones de alta frecuencia y de microondas.

Las principales ventajas que introducen son:

• Aislamiento frente a interferencias externas.
• Aumento del rango dinámico.
• Reducción de la distorsión de los armónicos pares.

Por otro lado, hay algunas desventajas inherentes en el uso de estos circuitos diferenciales en sistemas de microondas, y que hay que tener en cuenta en nuestro diseño:

• Se duplica el número de componentes.
• Se aumenta el tamaño necesario.
• Mayor consumo de potencia.
• Son más difíciles de diseñar y de caracterizar.

Mediante el uso de los parámetros S en modo mixto [4], los cuales permiten extender los parámetros S convencionales de dos puertos a un dispositivo diferencial de cuatro puertos, la última desventaja puede ser mitigada en gran medida. Además, el desarrollo de los analizadores de redes vectoriales en modo puro (PMVNA – Pure Mode Vector Network Anayzer) [5], [6], que permiten medir directamente estos parámetros S en modo mixto, pueden ser un punto clave que facilite el diseño y caracterización de este tipo de dispositivos. Por lo tanto, los circuitos diferenciales pueden convertirse en una solución práctica en muchos sistemas de microondas. Dos topologías típicas de amplificadores diferenciales son las que se muestran en la Fig. 1. La primera consiste en dos etapas amplificadoras single-ended independientes e idénticas, con entrada y salida tomadas de forma diferencial (topología balanceada). La segunda usa dos transistores con fuente de corriente común (topología diferencial clásica). La principal diferencia entre ambas es que la segunda introduce un parámetro de calidad que se conoce como rechazo en modo común (CMRR – Common Mode Rejection Ratio), que relaciona la ganancia en modo diferencial Sdd21 y la ganancia en modo común Scc21 como:

Fig. 1. Dos topologías típicas de amplificador diferencial: balanceado (a) y
diferencial clásico (b).

III. DISEÑO DE LOS AMPLIFICADORES DIFERENCIALES DE BAJO RUIDO

A. Esquema diferencial

El esquema del amplificador diferencial con fuente de corriente común se muestra en la Fig. 2. Se ha realizado en tecnología microstrip, con substrato de permitividad εr=2.7 y espesor H=1mm. El circuito se ha construido colocando en cascada dos etapas diferenciales simples. Entre ambas etapas diferenciales se ha colocado una red RLC de adaptación. El

Fig. 2. Amplificador diferencial: vista superior de la placa del circuito (a) y
esquemático (b). Las dimensiones de la placa son de 62.4mmx48.1mm.

diseño de esta red supone un compromiso entre conseguir una buena adaptación y disminuir la figura de ruido en toda la banda. Las bobinas de choque se han formado colocando varias bobinas de valores distintos en serie para garantizar un aislamiento correcto de la red de polarización respecto a la red de señal en todo el ancho de banda de funcionamiento. Del mismo modo, se han colocado varios condensadores en paralelo en la red de polarización para evitar que picos transitorios de voltaje que se produzcan en esta red se acoplen en las etapas de señal. Los transistores utilizados son FETs de bajo ruido del modelo ATF-34143 de Agilent.

B. Esquema balanceado

El diseño del amplificador balanceado de bajo ruido (placa de circuito impreso y esquemático circuital) se presenta en la Fig. 3. Ha sido diseñado también en tecnología microstrip, con substrato de permitividad εr=3.4 y espesor H=1mm, y está formado por dos amplificadores independientes e idénticos. Cada amplificador consta de tres etapas en fuente común situadas en cascada. La adaptación entre etapas se realiza mediante una resistencia en serie, entre el drenador de una etapa y la puerta de la siguiente. La alimentación de cada etapa se realiza mediante un transistor bipolar autopolarizado. Igual que en el caso anterior, se han añadido varias bobinas de choque en serie, para aislar la red de alimentación, y varios condensadores en paralelo a tierra, para eliminar picos de voltaje en las etapas de amplificación. Los transistores utilizados en los amplificadores son FETs de bajo ruido, modelo ATF-34143 de Agilent.

Fig. 3. Amplificador balanceado: vista superior de la placa del circuito (a) y

esquemático (b). Las dimensiones de la placa son de 35.6mmx68.4mm.

C. Resultados simulados

Los resultados simulados de los dos amplificadores descritos anteriormente se muestran en Fig. 4 y Fig. 5 respectivamente. El software utilizado para la simulación ha sido el AWR Microwave Office. Dichas simulaciones se han obtenido colocando baluns ideales en los puertos de entrada y de salida de los circuitos, transformando el dispositivo de cuatro puertos en uno de dos. En la banda de trabajo, de 300MHz a 1GHz, se obtienen ganancias superiores a 28dB con el primer diseño y a 45dB con el segundo. Por su parte, la figura de ruido es inferior a 1.6dB y a 1.4dB para cada diseño respectivamente. Hay que tener en cuenta que las

Fig. 4. Simulación del amplificador diferencial con impedancia de referencia
de 50 Ω: ganancia máxima (Gmax), ganancia (|S21|), figura de ruido mínima
(NFmin) y figura de ruido (NF).

Fig. 5. Simulación del amplificador balanceado con impedancia de referencia
de 50 Ω: ganancia máxima (Gmax), ganancia (|S21|), figura de ruido mínima
(NFmin) y figura de ruido (NF).

anteriores características se han obtenido suponiendo una impedancia de entrada de 50Ω. Si se modifica la impedancia de entrada a 150Ω, que es la esperada para la antena que se va a utilizar, estos valores de ganancia y ruido variarían. En concreto, modificando la impedancia a 150Ω, obtendríamos ganancias superiores a 28dB y 45dB en cada caso, y figuras de ruido inferiores a 0.7dB y 0.65dB respectivamente.

IV. CARACTERIZACIÓN DEL RUIDO DEL RECEPTOR

Una vez se han presentado las características de ganancia y de ruido de los amplificadores por separado, el siguiente paso es caracterizar el sistema completo, integrando la antena junto al amplificador. El elemento radiante es una antena de tipo bunny-ear. Este tipo de antenas tienen dos puertos en salida diferencial, que se conectarán a las entradas del amplificador diferencial de bajo ruido. La caracterización de esta antena se ha realizado teniendo en cuenta el acoplo mutuo con otros elementos al colocarlos en un array. Por lo tanto, se han obtenido diferentes impedancias de la antena en función del ángulo de escaneo del array. Para realizar las simulaciones, se ha transformado la impedancia de la antena a un puerto utilizando un balun ideal (Fig. 6 (a)), ya que es imprescindible tener un dispositivo con un puerto de entrada y un puerto de salida para caracterizar la figura de ruido del sistema. A continuación se ha introducido esta impedancia en el puerto de entrada del esquema de la Fig. 6 (b), que simula el receptor completo. Además se han introducido dos resistencias de padding de 3kΩ en los puertos de la antena, que se han tenido en cuenta en la simulación.

Fig. 6. Circuito para obtener la impedancia de la antena (a), y circuito de
caracterización del receptor (b).

La caracterización de ruido se ha realizado usando la temperatura equivalente de ruido Te. Este parámetro se puede calcular como:

donde T0 es la temperatura standard en Kelvin (290K), y NF es el factor de ruido. Esta medida usa los valores de la impedancia de la fuente para calcular el factor de ruido. Las gráficas de la temperatura de ruido del sistema usando el amplificador balanceado y el amplificador diferencial, para diferentes ángulos de escaneo del array de antenas (0rad, 0.4rad y 0.8rad), se presentan en la Fig. 7 y en la Fig. 8 respectivamente. Se han obtenido valores de temperatura equivalente de ruido entorno a 60K (NF=0.8dB) con ambos tipos de amplificadores. Para ángulo de escaneo de 0º (broadside), la temperatura de ruido no supera los 90K (NF=1.2dB) para el esquema diferencial y los 67K (NF=0.9dB) para el esquema balanceado.

Fig. 7. Simulación de la temperatura equivalente de ruido del receptor
utilizando el amplificador diferencial.

Fig. 8.  Simulación de la temperatura equivalente de ruido del receptor
utilizando el amplificador balanceado.

 
V.  CONCLUSIONES

 En este artículo se han presentado los amplificadores  diferenciales de microondas como una opción eficiente para  el desarrollo de sistemas receptores de bajo ruido. Además  añaden ventajas intrínsecas a la topología, como el rechazo  de señales interferentes. Estas propiedades son especialmente  críticas en sistemas de radioastronomía, que es la aplicación  para la que se han desarrollado los dispositivos presentados.  Concretamente se han descrito y diseñado dos modelos  diferentes, uno basado en un esquema balanceado y el otro  basado en un esquema diferencial. Se ha demostrado que es  posible obtener altos valores de ganancia y bajos niveles de  ruido para anchos de banda de funcionamiento grandes (en  este caso el diseño funcionaba entre 300MHz y 1GHz). La  rigurosidad con la que se han realizado las simulaciones nos  hace ser optimistas de cara a poder replicar los resultados  simulados con la implementación real de los circuitos que  está en proceso.

Este trabajo ha sido financiado por la Fundación General  de la Universidad de Alcalá – Instituto Geográfico Nacional  FG-IGN) para el proyecto europeo SKADS (Square  Kilometer Array Design Studies).
 
Asignutara: CRF
Dujeiny J Sánchez Q.

A Power Amplifier with Efficiency Improved Using Defected Ground Structure

Abstract—This letter reports the effects of defected ground structure (DGS) on the output power and efficiency of a class A power amplifier. In order to evaluate the effects of DGS on the efficiency and output power, two class A GaAs FET amplifiers have been measured at 4.3 4.7 GHz. One of them has a 50 microstrip line with DGS at the output section, while the other has only 50 straight line. It is shown that DGS rejects the second harmonic at the output and yields improved output power and power added efficiency by 1 5%. Index Terms efected ground structure, harmonic tuned power amplifiers, harmonic tuning, power amplifiers.

I. INTRODUCTION

THE MAIN design goals of a power amplifier are focused on output power and efficiency. The output power and efficiency depend on the active device, bias conditions according to the operating class, matching networks, and so on [1]. One of the methods to improve the output power and efficiency is to terminate the harmonics at the output [2], [3]. Among the harmonics, the second harmonic is especially in want of tuning, because itsmagnitude is relatively larger than the other harmonics.

Many works have been reported for harmonic termination. The previous techniques include:

1) adding a short-circuited stub or radial stub at the output [3], [4];
2) using a chip capacitor with a self-resonance near the second harmonic [5].

Recently, Radisic pointed out that the above techniques are narrowband and presented a new method for harmonic tuning by using photonic bandgap (PBG) structure at the output of the power amplifier [6]. Drilling for a lot of holes and adding coppertape onto the ground plane are required in realizing PBG after etching the amplifier circuit which includes a 50 microstrip line at the output.
We propose a new technique for harmonic tuning using the microstrip line with defected ground structure (DGS) at the output. DGS also has a periodic structure, but it is easier to fabricate, because DGS patterns are realized when the PCB of the amplifier circuit is etched at the same time. Due to its Manuscript received August 9, 2000; revised January 29, 2001. This work was supported by the Brain Korea 21 Project.

Fig. 1. Microstrip line with DGS patterns on the ground plane at the output of
the power amplifier. (A = 2:8 mm, B =2:5 mm, C =0:5 mm).

effective additional L-C components [7], [8], DGS has a very wide stopband characteristics and does not show the periodic passband characteristics, thus allowing its use in the harmonic tuning of power amplifiers.We will compare two class A power amplifiers at C-band for showing the improvement in output power and efficiency by DGS. One amplifier is connected by DGS patterns at the output section, and the other one just by the 50 straight line.

II. DGS DESIGN AND ITS CHARACTERISTICS

Fig. 1 shows the DGS section etched on the ground plane under the 50 microstrip line. The unit DGS pattern looks like a dumb-bell and is composed of two 2.8 mm 2.5 mm rectangles and a connecting slot with a gap of 0.5 mm. The length of the connecting slot is the same as the width of the microstrip line on the upper plane, and the period is 7.8 mm. We analyzed and measured the microstrip line with DGS shown in Fig. 1 using the RT/Duroid 5880 with 2.2 of dielectric constant and 31 mils of thickness. The simulated results are very similar to the measured ones shown in Fig. 2. From the measured results, it is found that the performance of the power amplifier is not degraded by DGS because of excellent s11 and S21 at the operating frequency band, 4.3 4.7 GHz. It should be noted that the stopband begins abruptly from 7.7 GHz and the frequency band of the second harmonic to be tuned is 8.6 9.4 GHz. In particular, the stopband shown in Fig. 2 is an ultra wideband, which makes it possible to tune all harmonics, while the PBG structure in [6] tunes only the second harmonic because of its periodic passband characteristics.

Fig. 2. Measured characteristics of the microstrip line with DGS. The
characteristics simulated by FEM and MOM, which are not shown here, are so
similar to the measured results.

Fig. 3. (a) Photograph of the power amplifier with DGS (b) DGS pattern on
the ground plane at the output.

III. CLASS APOWER AMPLIFIERS

We designed and fabricated two power amplifiers using Fujitsu FLK022WG GaAs FET's for the comparison of output power and efficiency for two cases; with and without DGS. Fig. 3(a) and (b) show the fabricated power amplifier with DGS and the etched patterns on the ground plane under themicrostrip line. The recommended bias conditions for class A operation of this device are VDS = 10 V IDS = 0.6 and Idss from its data sheets. Two stubs are used for matching networks and coupled

Fig. 5. Measured second harmonics of power amplifiers. (Second  harmonic was not found by the

-45 dBm detection level at the output of power amplifier with DGS)

Fig. 6. Measured power added efficiency of power amplifiers.

microstrip lines are inserted for DC block. Quarter wavelength lines with high impedance and radial stubs are adopted for the bias circuit. The amplifier circuit and DGS patterns are realized at the same time by a simple etching process.

IV. EFFECTS OF DGS ON THE POWER AMPLIFIERS

Fig. 4 shows the measured output powers for the two cases. The improvement in output power is 0.11 0.55 dBm and is not noticeable because the magnitude of the second harmonic is absolutely and relatively small. The magnitude of the second harmonic was measured using a Spectrum Analyzer at the saturation output power and is shown in Fig. 5. The second harmonic of the power amplifier without DGS is dBm, while it was not detected up to 45 dBm level for the power amplifier with DGS. This means that DGS terminates the second harmonic perfectly including all the other harmonics. Even though the improvement in output power is small, power added efficiency has been improved by 1 5% in the case of "with DGS."

This is caused by the less current flow into the device for the similar output power when the harmonics are tuned by DGS.
It is clear, from the measured results, that DGS has improved output power and efficiency of the power amplifier (see Fig. 6).

V. CONCLUSION

It was verified that a microstrip line with DGS on the ground plane has a very wide stopband and can be used for tuning all harmonics in power amplifiers. The class A power amplifier withDGS showed improved output power and power added efficiency by 1 5%compared to the other power amplifier without DGS. For the amplifier with DGS, second harmonic was not detected up to -45dBm level at the output, while -13, -23 dBm of second harmonic was measured for the amplifier without DGS. It is expected that DGS can be applied to other types of power amplifier for tuning harmonics and performance improvement by its very wide stopband and simplicity in realization.

Asignatura: CRF
Dujeiny J. Sánchez Q.

Extraido de:  free-tutorial-for.me/tutorial-for-a-power-amplifierwithefficiency improved-using-defected-ground-structure/