lunes, 15 de febrero de 2010

AMPLIFICADORES MICROONDAS DE POTENCIA

AMPLIFICADORES DE MICROONDAS


Con referencia a los amplificadores klystron, TWT, paramétricos, transistorizados y compensadores de distorsión de intermodulación.

AMPLIFICADORES ESPECIALES

Una primera clasificación de los amplificadores los divide en aquellos que manejan1):
-Grandes señales (de potencia para transmisores) (Klystron, Tubo de Onda Progresiva TWT y transistorizados) y
-Pequeñas señales (amplificadores de bajo ruido) (amplificadores paramétricos y los transistorizados).

AMPLIFICADOR CON KLYSTRON

El Klystron se utiliza como amplificador de potencia en algunas estaciones terrestres de comunicaciones satelitales. En la Fig 01 se muestra un diagrama simplificado de los componentes de un Klystron típico de múltiples cavidades. Generalmente se utilizan 5 cavidades en un Klystron de 3 Kw de potencia. Se dispone de un cañón electrónico que emite un haz de electrones que pasa a través del espacio intermedio entre las cavidades de cada uno de los resonadores.
La primer cavidad sirve para ingresar la señal de microondas a ser amplificada, mientras que la segunda se usa para extraer la señal ya amplificada. La señal de entrada excita la primer cavidad creando un campo eléctrico el cual modula a su vez el haz de electrones. La velocidad de los electrones es proporcional al campo resultante en la cavidad. En la última cavidad se genera un campo eléctrico como función de la velocidad de los electrones que se transforma en una corriente de microondas de salida.


AMPLIFICADORES DE MICROONDAS


Los Klystron, en las denominadas bandas C y Ku, tienen las siguientes características generales:

-en la banda de 5925 a 6425 kHz tienen una potencia de salida de 150 a 3400 watts con ganancias de 50 a 40 dB y anchos de banda de 23 a 45 MHz respectivamente;

-en la banda de 14 a 14,5 GHz la potencia es de orden de 1500 a 200 watts con una ganancia de 40 dB y ancho de banda de 100 MHz.

Como se observa, al Klystron se debe ingresar con una alta potencia de entrada; ya que para obtener 2 Kw de salida (equivalente 63 dBm) con una ganancia de 40 dB se requieren 23 dBm de ingreso. En la misma Fig 01 se muestra un diagrama a bloques del amplificador con Klystron donde se disponen de etapas previas con amplificador a transistores para obtener los 23 dBm a partir de la señal proveniente del up-converter.

AMPLIFICADOR CON TWT

El tubo de onda progresiva TWT (Traveling Wave Tube) es la otra variante de amplificador que se utiliza en las estaciones para comunicaciones satelitales. En la Fig 01 se muestra el diagrama del TWT. El TWT es un amplificador de gran ancho de banda (hasta una octava) y una ganancia de potencia de 25 a 50 dB. La eficiencia, entre el 20 y 40%, es función del ancho de banda.
Consiste en un generador de haz electrónico y una estructura de enfoque magnético. Una estructura en forma de hélice facilita la interacción entre el campo de microondas y el haz electrónico. La velocidad de los electrones se ajusta para que sea igual a la velocidad de fase de las microondas.

El cañón electrónico consiste en:
-Calefactor y cátodo, cuya superficie de emisión de electrones es mucho mayor que el área del haz lo cual permite trabajar con menor densidad de electrones en un orden de 15 a 50 veces.
-Electrodo de enfoque que rodea al cátodo y regula el campo eléctrico y
-Ánodo para acelerar y concentrar el haz de electrones lo cual actúa sobre la ganancia del amplificador.
-Colector de electrones, es una estructura que desacelera el haz en varias etapas de tensión positiva para restar energía cinética y disminuir la disipación de calor.

Los TWT típicos en general funcionan con una tensión de colector inferior al ánodo y cátodo. La amplificación propiamente dicha se produce en la estructura de enfoque e interacción. En la medida que la onda a amplificar viaja en la estructura de hélice el campo electromagnético modula la velocidad de los electrones en ondas periódicas aproximadamente en fase con el campo. La mayoría de los electrones desaceleran y entregan energía al campo produciendo la amplificación. Se caracteriza a este proceso por una ganancia proporcional a la longitud de la zona de interacción. La estructura de onda lenta es una hélice de alambre de tungsteno o molibdeno sujeta a una varilla de cerámica (óxido de aluminio o berilio) que la aíslan de la estructura metálica envolvente. La selección de materiales influye en la capacidad de potencia de salida y la eficiencia del TWT.

En las estaciones de comunicaciones por satélite se recurre al Klystron o al TWT debido a las exigencias de potencia de emisión. En cambio, en los enlaces terrestres se recurre exclusivamente a amplificadores de potencia de estado sólido con transistores. En muy pocos casos se utilizó en el pasado TWT para obtener ganancias adicionales cercanas a 5 dB. El TWT tiene prestaciones inferiores al Klystron en cuanto hace a la linealidad de fase. El nivel de ruido es menor en el TWT, -64 dBm/kHz con respecto a - 58 dBm/kHz en el Klystron. En los TWT se trabaja con un back-off de 7 dB para reducir los productos de intermodulación y muchas veces con linealizadores o predistorsionadores.






AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO PARAMÉTRICO

Mientras en el transmisor se recurre a amplificadores con Klystron, TWT o transistores, en el lado recepción se recurre a amplificadores con transistores o paramétricos. El principal requerimiento para el amplificador del receptor es el bajo ruido interno. Existen amplificadores paramétricos2) sin enfriar con temperatura de ruido de 50 °K. Con amplificadores a transistores FET se han obtenido temperaturas de ruido de 80 a 300 °K sin enfriamiento Peltier y de 55 °K con celdas Peltier.

El amplificador paramétrico utiliza una reactancia no lineal (reactancia que varía en función de una señal apropiada). El diodo varactor actúa como una resistencia negativa ante la presencia de la señal lo cual produce la amplificación. La señal que varía la resistencia se llama señal de bombeo.

En la Fig 02 se muestra el circuito equivalente a un diodo varactor. La resistencia de pérdida de los elementos en serie Rs es proporcional al ruido térmico del amplificador y de reducirse Rs mejora el factor de ruido. El valor de Rs disminuye cuando se enfría el conjunto con una celda Peltier o con las mejoras introducidas en el diseño del diodo y los materiales. En la misma figura se muestra el diagrama del amplificador paramétrico. El amplificador consiste en 3 señales: la señal de bombeo proveniente de un oscilador con diodo Gunn de frecuencia superior a la señal a amplificar; la señal a amplificar y la señal complementaria que se produce al mezclarse ambas señales precedentes. En condiciones ideales toda la potencia de la señal de bombeo se transfiere a la señal a amplificar; esto ocurre cuando la frecuencia de la señal de bombeo es el doble de la otra señal y cuando ambas están en fase.

En el diodo varactor se dispone entonces de 2 señales: una senoidal que corresponde a la RF a amplificar y otra rectangular que es la señal de bombeo. Cuando la tensión del capacitor es máxima la carga también lo es y equivale a Q=C.V. Si en este momento se produce un salto en el valor de la capacidad C (mediante la tensión de bombeo) el valor de V se incrementa para mantener constante la carga. Cuando el valor de Q es cero se vuelve al valor original de C (mediante la tensión de bombeo).

A cada paso de bombeo se obtiene una pequeña amplificación de la tensión proporcional a la variación de la capacidad.



AMPLIFICADOR A TRANSISTORES


Los amplificadores más interesantes por la relación entre el costo, consumo, tamaño, reproductividad y distorsiones son los realizados mediante transistores SSPA (Solid State Power Amplifier). El semiconductor silicio es útil en transistores bipolares hasta los 3000 MHz, mientras que el Arseniuro de Galio (As Ga) se utiliza por encima de dicha frecuencia en la configuración de transistor de efecto de campo (FET).

En los amplificadores de potencia de estado sólido el nivel máximo de potencia de salida es de 10 watts en las bandas de 4/6 GHz y de 2,5 w en 11/14 GHz. Tienen por ello una potencia de salida limitada frente a los amplificadores tradicionales usados en estaciones terrenas. En los amplificadores de bajo ruido se selecciona la configuración FET con barrera Schottky que permite una figura de ruido muy reducida. Por ejemplo, en estaciones terrenas con 4 etapas donde la primera se enfría termoeléctricamente mediante celdas Peltier a -40 °C se logran valores de 0,6 dB a 4 GHz con ganancia de 14 dB.

En estaciones para comunicaciones terrestres no se recurre al enfriamiento termoeléctrico y la figura de ruido se encuentra cerca de 4 dB. La tecnología es Circuitos Integrados de Microondas Híbridos HMIC con 2 a 4 etapas en cascada. En la Fig 03 se observa un amplificador de potencia de 3 etapas para trabajar en la banda de 2 GHz. Se dispone, tanto del diagrama en bloques de las etapas como del esquema circuital en película delgada.

 LINEALIDAD E INTERMODULACIÓN


En los radioenlaces para señales digitales se requiere un máximo de linealidad de las etapas activas debido a que la modulación QAM y TCM tienen una modulación de amplitud superpuesta a la de fase. Para obtener buena linealidad, reproductividad con bajo costo, volumen y disipación, se requiere un máximo de integración circuital. Como la modulación digital es muy sensible a la deriva de fase de la portadora los resonadores, filtros y circuladores deben tener tolerancias muy reducidas para prevenir las fluctuaciones por temperatura. En la modulación QAM de 16 ó 64 estados y en la TCM se presenta una alta sensibilidad a la linealidad de amplitud producida por la conversión AM-PM de los amplificadores de salida.

La transferencia de un amplificador del tipo HMIC con FET-AsGa es de la forma:

y(t) = B1. X(t) + B3 . X(t)3 + B5 . X(t)5 + ... produciendo una componente de intermodulación principalmente de tercer orden como distorsión fundamental.

La intermodulación se produce en circuitos alineales. Suponiendo la entrada de las frecuencias f1 y f2. Como tienen distinta frecuencia giran con distinta velocidad angular y la amplitud fluctúa desde un máximo a un mínimo. Por lo tanto se exige al amplificador en todo el rango dinámico. Los productos de intermodulación son:

f1 ± f2 intermodulación de 2º orden m. f1-f2 y m.f2-f1 intermodulación de 3º orden

El amplificador por cada incremento de potencia de 1 dB de f1 y de f2 produce un incremento de 3 dB de 2.f1-f2 y de 2.f2- f1; es decir que empeora la relación señal a intermodulación.
Para reducir la intermodulación se recurre a 2 métodos. El primero consiste en trabajar los amplificadores en la zona de transferencia lineal reduciendo la potencia de salida en un valor denominado Back-off. El segundo consiste en colocar un linealizador en el cual se genera una distorsión igual y opuesta al resto de los circuitos. El Back-off se define como la diferencia entre la potencia de saturación del amplificador y la potencia realmente obtenida. En la modulación 4PSK este valor es de 1 dB, en la 16QAM es cercano a los 6 dB y en 64QAM (128TCM) de 8 dB. En la medida que se incrementa el número de fases también debe aumentarse la linealidad reduciéndose la potencia de salida.

Al no trabajar en saturación el amplificador tiene una disipación mayor que obliga a ocupar un volumen físico también mayor, consumiendo más potencia que los enlaces radioeléctricos para señales analógicas de capacidad equivalente. El volumen físico ocupado también está determinado por el límite de consumo de potencia eléctrica, que en las instalaciones normales es de 400 w/m2 tanto para el consumo desde la red de distribución como para el cálculo de calorías del aire acondicionado.



LINEALIZADOR PARA AMPLIFICADOR DE POTENCIA

Un método para reducir la intermodulación es hacer trabajar al amplificador con potencia no-saturada (Back-off). Un segundo método para reducir las intermodulaciones es el uso de distorsionadores previos a la etapa de amplificación. El linealizador es un predistorsionador, circuito que trabaja a nivel de IF antes del conversor o en RF luego del mismo y que compensa la intermodulación del conjunto transmisor desde IF en el transmisor hasta la RF. En la Fig 04 se muestra el diagrama en bloques.

En el ejemplo de la Fig 04 se ha tomado la distorsión de intermodulación del tipo 2.f1-f2 y 2.f2-f1, siendo que la señal de entrada está compuesta de dos frecuencias f1 y f2. En realidad un circuito alineal genera todo tipo de componentes (±m.f1, ±n.f2) pero de ellas las más importantes son las mencionadas como ejemplo.

En el amplificador de salida la relación señal a ruido de intermodulación de tercer orden es inversamente proporcional a la potencia de ingreso y pueden indicarse valores de S/N de 40, 50 y 60 dB para señales de ingreso +5; 0 y -5 dBm. En los amplificadores a FET de AsGa existen 3 causas de alinealidad: la alinealidad de la capacidad de la juntura gate-source; la alinealidad de la trasconductancia y de la impedancia de salida. Con señales fuertes la alinealidad está determinada por el límite de la característica corriente-voltaje producto de la avalancha en la juntura drain-gate.

LINEALIZADOR EN FRECUENCIA INTERMEDIA
La idea consiste en generar una distorsión controlada y ajustable que se suma a la IF original. La señal de IF de entrada se separa en 2 caminos luego de un control automático de ganancia AGC. La tensión de control de AGC, si excede un umbral, da lugar a una alarma de bajo nivel de IF


Un camino de la señal de IF es retardado una decena de nseg para simular el retardo del otro camino. Para compensar el retardo de grupo de este circuito se usa un filtro pasa altos. El otro camino de la IF es separado a su vez en 2 señales con 180° de fase; una de ellas se distorsiona en un elemento alineal y luego se suman. Debido al desfasaje de 180° entre caminos se obtiene que la IF se cancela y perdura sola la distorsión. Esta distorsión se ajusta en nivel mediante un atenuador variable, disponible para el operador de mantenimiento. El ajuste de la fase se realiza separando esta distorsión en 4 fases (0°, 90°, 180° y 270°) y seleccionando dos de ellas para obtener un cuadrante. Mediante atenuadores variables se puede ajustar el nivel de cada componente para obtener el ángulo de fase deseado dentro del cuadrante. La suma de un camino (señal de IF) y el otro (distorsión controlada) se realiza a la salida

del predistorsionador. A través de un filtro pasa bajos se eliminan las distorsiones fuera de banda más allá de la IF.
Para compensar el retardo de grupo del filtro se dispone de un ecualizador de retardo entre 3 y 4 nseg.

En la Fig 05 se muestra la mejora introducida por el método Back-off sobre la característica de C/N. El back-off mejora la característica hasta un valor razonable cercano a 1; 6 y 8 dB de Back-off para modulación 4PSK, 16QAM/ 32TCM y 64QAM/128TCM, respectivamente.

El linealizador usa sólo en sistemas de alta capacidad. En la Fig 05 se muestra el efecto que produce el linealizador en el extremo de la banda en un sistema de alta capacidad. El espectro de frecuencia intermedia del extremo transmisor sufre una substancia modificación debido a la acción de la distorsión controlada. El ajuste puede realizarse mediante un generador de varios tonos (3 ó 4 frecuencias en el entorno de la IF) minimizando las distorsiones fuera de banda del espectro digital normal. Un instrumento de medida en particular de H&P utiliza las frecuencias 67; 70 y 75 MHz como tonos para el ajuste.

Como linealizador se ha propuesto también el uso de un filtro adaptativo similar al ecualizador de Notch en IF. En este caso la ventaja reside en que es automático en lugar de fijo; se coloca a nivel de IF y el control se efectúa tomando muestras del espectro antes del linealizador y después del amplificador de salida. De esta manera se pueden controlar pequeñas variaciones en la distorsión de amplitud y fase del amplificador de salida a lo largo del tiempo.


LINEALIZADOR EN RADIOFRECUENCIA

Los sistemas sincrónicos SDH requieren nuevos desarrollos ligados con los amplificadores de potencia de estado sólido ellos son:

- Linealizador para reducir los productos de intermodulación que trabaja en RF sobre el amplificador de potencia SSPA. Se aprovecha la alinealidad del FET-AsGa en la región cercana al pinch-off. Permitiendo mejor adaptación que el linealizador en IF y no requiere ajuste de campo.

- Control automático de la potencia de transmisión ATPC para mantener reducida la potencia de salida durante los períodos de buena propagación. Con una potencia nominal de transmisión de +29 dBm el ATPC trabaja a +19 dBm (saturación en +38 dBm).

En la Fig 04 se muestran dos tipos de circuitos linealizadores. Uno efectúa un circuito en película delgada con un diagrama a bloques similar al propuesto en la Fig 04. El segundo en cambio recurre a la alinealidad del transistor FET en la región de pinch-off donde la corriente de Drain y la ganancia de corriente se incrementa (compensación AM/AM). Este circuito permite mejorar la adaptación de impedancias y no requiere ajustes en campo. Compensa la distorsión AM/AM y AM/PM simultáneamente.

Mediante el mismo proceso se puede actuar sobre la ganancia del amplificador de salida. Se denomina proceso ATPC (control automático de potencia transmitida). El proceso de funcionamiento del ATPC es el siguiente: Cuando se detecta una reducción en la potencia de recepción (mediante el Control Automático de Ganancia AGC) se informa al otro extremo del enlace a través de un Byte de la SOH de la trama STM-1. Del otro lado cuando en la banda-base del SOH se encuentra esta información se procede a incrementar la potencia del SSPA. Se puede obtener un incremento de 10 dB desde la potencia nominal a la máxima de funcionamiento (+20 a +30 dBm).

http://www.udistrital.edu.co/comunidad/profesores/jruiz/jairocd/texto/usm/cd/documento3.pdf



Tecnología de transistores de microondas basados en Nitruro de Galio (GaN) para aplicaciones Radar


El siguiente artículo estudia las características de los principales materiales utilizados en la actualidad para la fabricación de transistores de microondas como son Silicio (Si), Arseniuro de Galio (GaAs), Carburo de Silicio (SiC) y Nitruro de Galio (GaN) y describe como condicionan la operación del transistor cuando se requieren potencias de salida altas, del orden de cientos y miles de vatios, habitualmente las necesarias en aplicaciones Radar.

Se mostrará como los transistores de microondas fabricados con GaN son adecuados para aplicaciones de alta potencia debido a las superiores propiedades físicas y químicas de estos semiconductores. Si además añadimos las modernas técnicas de polarización de alta eficiencia, los transistores fabricados con la tecnología de Nitruro de Galio se perfilan como los candidatos idóneos para ser utilizados en los transmisores de sistemas Radar.

La gran mayoría de los transmisores Radar requieren dispositivos activos que puedan generar una potencia de salida de RF del orden de kilovatios e incluso de megavatios. Habitualmente se utilizan para estas aplicaciones dispositivos basados en tubos de ondas progresivas. Sin embargo, estos dispositivos son voluminosos, caros y pueden tener problemas de fiabilidad. Aunque los amplificadores basados en semiconductores tienen a priori más eficiencia, han estado hasta ahora limitados por el voltaje que se podía aplicar al dispositivo debido al crítico campo de ruptura inherente a estos materiales, lo que hace que se requiera una corriente muy alta y también un mayor tamaño. Trabajar con una corriente de operación alta disminuye la eficiencia debido a las pérdidas y al hecho de que los dispositivos de gran tamaño presentan una alta capacitancia y muy baja impedancia limitando así la frecuencia de operación y el ancho de banda [1]. La tecnología de GaN es ahora capaz de ofrecer una solución a este problema.

Los amplificadores de estado sólido están ya reemplazando a los de tubos de ondas progresivas (TWTA, Traveling Wave Tube Amplifiers) en algunas aplicaciones de microondas de alta potencia. Sin embargo, las bajas tensiones de operación hacen que el circuito asociado sea muy grande lo que implica un dispositivo más complejo a la vez que reduce el yield de producción y la fiabilidad. Las tecnologías de semiconductores de banda prohibida ancha (WBG, Wide Band Gap) como el GaN pueden alcanzar densidades de potencia cinco veces mayores que las de los transistores convencionales de GaAs tanto de efecto de campo como bipolares de heterounión. La ventaja final es la reducción de la complejidad del circuito, mayor ganancia y eficiencia, y también una mayor fiabilidad. En particular, los sistemas Radar se beneficiarán del desarrollo de esta tecnología.

El GaN es el futuro

El desarrollo de semiconductores de banda prohibida ancha, tales como el GaN o aleaciones basadas en GaN, ofrece la posibilidad de fabricar dispositivos activos de RF, especialmente transistores de potencia HEMT (High Electron Mobility Transistor), con una potencia de salida significativamente mayor. Esta mejora en la potencia de salida de RF se debe a las especiales propiedades de este material, de entre otras destacan: alto campo de ruptura, elevado valor de saturación de la EDV (velocidad de Drift de los electrones) y cuando se utilizan sustratos de SiC, mayor conductividad térmica. Los datos mostrados en la Tabla 1 [2] permiten comparar los materiales Si, GaAs, SiC y GaN. La mayor conductividad térmica del SiC y del GaN reduce el aumento de temperatura de la unión debido al autocalentamiento. El campo de ruptura de cinco a seis veces mayor del SiC y del GaN da ventaja a estos materiales frente al Si y el GaAs para dispositivos de potencia de RF [2]. El SiC es un material de banda prohibida ancha (3.2eV) pero tiene una movilidad de electrones baja, lo cual dificulta su uso en amplificadores de alta frecuencia. El SiC está también limitado porque las obleas de este material son caras, pequeñas y de baja calidad.

Aunque la movilidad de los portadores es significativamente mejor en los dispositivos de GaAs, la alta velocidad de pico y de saturación de la EDV de los HEMT de GaN compensa su relativa menor movilidad permitiendo su utilización a altas frecuencias. Estas ventajas del GaN sumadas a la alta linealidad y al bajo ruido de las arquitecturas HEMT abren las puertas a estos dispositivos para su utilización en la fabricación de amplificadores Radar de alta potencia.


Una ventaja adicional de los HEMT de GaN radica en el gran offset de energía entre la banda de conducción del GaN y la capa barrera de AlGaN. Esto permite un aumento significativo de la densidad de portadores en el canal en los HEMT basados en GaN con respecto a otros materiales (hasta 1013cm-2 y más). Si sumamos la posibilidad de utilizar un mayor voltaje conseguimos un aumento en la densidad de potencia. La densidad de potencia es un parámetro muy importante para los dispositivos de alta potencia ya que cuanto mayor es menor es el tamaño del dado y más sencillas son adaptaciones de entrada y salida. En la Figura 1 se muestra el rápido progreso de la densidad de potencia de RF frente al tiempo para un FET (Field-Effect Transistor) de GaN en Banda X.

Los altos voltajes de operación y las altas densidades de potencia que se alcanzan con los dispositivos de RF de banda prohibida ancha ofrecen muchas ventajas en el diseño, fabricación y montaje de amplificadores de potencia en comparación con las tecnologías de LDMOS (Lateral Double-Difusse MOS) de Silicio o la de
MESFET (Metal Epitaxial Semicon-ductor Field Effect Transistor) de GaAs. La tecnología HEMT de GaN ofrece una alta potencia por ancho de canal unitario, lo cual se traduce en dispositivos más económicos y de menor tamaño para la misma potencia de salida, esto no sólo hace que sean más fáciles de fabricar sino que aumenta la impedancia de los dispositivos. El alto voltaje de operación que se consigue con la tecnología de GaN elimina la necesidad de convertidores de tensión y por consiguiente reduce también el coste final del sistema.



El camino está claro

La Figura 2 [2] muestra una gráfica de la potencia de salida frente a la frecuencia para los dispositivos de estado sólido y tubos de microondas que constituyen el actual estado del arte.

Históricamente, lo amplificadores de tubo, tales como los controlados por rejillas, magnetrones, kystrones, tubos de onda progresiva y amplificadores de campos cruzados (CFA, Cross Field Amplifier) han sido usados como amplificadores de potencia en los transmisores Radar. Estos amplificadores generan alta potencia pero habitualmente trabajan con ciclos de trabajo (duty cicle) bajos. Los amplificadores de Klystron ofrecen mayor potencia que los magnetrones a frecuencias de microondas y también permiten el uso de formas de onda más complejas. Los tubos de onda progresiva son similares a los klystrones pero con mayores anchos de banda. Los CFA se caracterizan por tener grandes anchos de banda, poca ganancia y ser compactos.

Los amplificadores de potencia de estado sólido (SSPA, Solid State Power Amplifier) soportan pulsos largos y formas de onda con altos ciclos de actividad. A pesar de que los elementos utilizados en los SSPA tienen individualmente poca amplificación de potencia pueden combinarse para conseguirla. Los transistores bipolares de Silicio, los MESFET de Arseniuro de Galio y los PHEMT (Pseudomorphic HEMT) de Arseniuro de Galio son algunos de los elementos utilizados en los SSPA. Los HEMT de GaN pueden ser combinados para crear un SSPA con una potencia media de salida mayor y por consiguiente un mayor rango de detección del Radar.

Como se puede ver en la Figura 2, los transistores de estado sólido producen niveles de potencia de RF menores de 200 vatios en Banda S y su salida va decreciendo a medida que aumentamos la frecuencia [1]. La potencia de salida de RF de los FETs de GaAs se acerca a los 50 vatios en banda S y a aproximadamente a 1 vatio en banda Ka1. Los FETs de GaAs tienen una la potencia de salida limitada principalmente por la baja tensión de ruptura del drenador1. Los dispositivos semiconductores fabricados con materiales de mayor banda prohibida, tales como el GaN, ofrecen unas prestaciones significativamente mejores.

Con el paso del tiempo han ido apareciendo diferentes figuras de mérito que permiten evaluar los distintos semiconductores con potencial para ser utilizados en aplicaciones que requieren alta potencia a altas frecuencias de trabajo. Mediante estas figuras de mérito se pretende aunar las propiedades más relevantes de los materiales en un valor cualitativo. Así la figura de mérito de Johnson (JFOM = ECR vsat/p) tiene en cuenta el campo de ruptura ECR y la saturación de la EDV Vsat. Como puede verse en la Figura 3 [3], la figura de mérito de Johnson para el GaN es por lo menos 15 veces la del GaAs.

Aethercomm cree que si la tendencia de crecimiento del GaN se mantiene al ritmo actual, el comportamiento previsto para los HEMT de GAN en el año 2010 será el representado en la Figura 4. El GaN pronto superará a todos sus competidores.


La eficiencia es la clave


Los sistemas Radar más modernos utilizados en aplicaciones militares demandan nuevos requerimientos para los amplificadores de potencia de RF debido a la necesidad de reducir el tamaño, peso y coste. Los mayores cambios en las especificaciones se centran cada vez más en mejorar la eficiencia del amplificador para reducir los requerimientos de potencia DC y mejorar la fiabilidad del sistema a través de una menor disipación de potencia del componente. Los dispositivos de microondas basados en tecnologías de banda prohibida ancha y alta eficiencia permitirán además aumentar las prestaciones del sistema

La capacitancia parásita y el alto voltaje de ruptura de los HEMT de GaN les hace ideales para funcionar en modos de amplificación de alta eficiencia clase E y clase F. Ambos modos tienen una eficiencia teórica del 100 %. Recientemente, algunos fabricantes de transistores de GaN han implementado amplificadores híbridos de clase E. Resultados típicos obtenidos son 10 vatios de potencia de salida en banda L con eficiencias comprendidas entre el 80% y 90%.

Aethercomm ha entregado recientemente un módulo amplificador de clase F para Banda L. La potencia de salida deseada debía superar los 50 vatios con una eficiencia del 60% para todo el amplificador. Debido a los plazos tan ajustados del programa fue necesario utilizar transistores estándar encapsulados en lugar de desarrollar una solución híbrida a medida.

La etapa final del amplificador de potencia se implementó utilizando un par balanceado de HEMT encapsulados de GaN trabajando en clase F. Las redes de adaptación incluyendo las terminaciones armónicas necesarias para la operación en clase F fueron diseñadas considerando inicialmente un modelo ideal del transistor. A continuación se introdujeron las inductancias y las capacitancias parásitas del encapsulado del transistor y se modificaron las redes de adaptación para mantener las terminaciones armónicas requeridas a nivel del transistor en dado. Posteriormente se simuló el amplificador utilizando un modelo no lineal del transistor y se modificaron las redes de adaptación para optimizar eficiencia y potencia.

Se construyó un prototipo en configuración single-ended para la etapa de salida de clase F. Se obtuvo una eficiencia de drenador del 75%, una potencia de salida de 40 vatios y una ganancia de 16 dB con un ajuste mínimo. Los resultados fueron muy similares a los obtenidos en la simulación. No había disponibles dispositivos de GaN de baja potencia adecuados para la etapa de driver, se diseñó uno de tres etapas utilizando MESFET de GaAs que trabajaban en clase A. Inicialmente se creía que las etapas del driver deberían haber trabajado en un modo de alta eficiencia para así alcanzar la PAE (Power Added Efficiency) requerida; sin embargo, los análisis indicaron que con un dimensionado adecuado de los transistores la operación en clase A era permisible. El driver tuvo una ganancia de 40 dB y un consumo de potencia de 10 vatios.


La configuración final del amplificador de potencia tuvo una PAE de pico del 63% y una potencia de salida de 75 vatios. El amplificador tenía una potencia de salida de 65 vatios y un 61% de PAE a P2dB. La Tabla 2 muestra las características del amplificador para distintos valores de potencia de salida. Debido a que la etapa final de clase F está polarizada en el umbral, sin corriente de drenador, el amplificador ofrece un amplio rango de funcionamiento para potencias bajas. La ganancia del amplificador alcanza un pico y después comienza a comprimirse cuando se alcanza la máxima potencia de salida. La Tabla 2 muestra la eficiencia de este diseño para distintas potencias de salida.

Aethercomm también ha desarrollado un dispositivo HEMT de GaN de 200 vatios sobre sustrato de SiC diseñado para maximizar la PAE y mantener una alta potencia de salida para una frecuencia de operación de 1215 MHz a 1390 MHz. Se observaron eficiencias mayores del 56% mientras se mantenía niveles de potencia de salida en exceso de 205 vatios de P3dB.

Muchos SSPA para aplicaciones Radar son diseñados con dispositivos semiconductores de RF configurados para trabajar en clase C. Esta forma de polarización proporciona una operación muy eficiente para una etapa de un único transistor, sin embargo, el transistor de clase C tiene una ganancia tan baja, típicamente 6 dB, que la ventaja ganada en la eficiencia se pierde al necesitarse muchas etapas adicionales de ganancia para alcanzar la potencia deseada de salida.


Los futuros sistemas Radar tales como los basados Radar de phase-array activo requerirán de forma creciente SSPA cada vez más eficientes y pequeños. El deseo de lograr barridos extremadamente rápidos, rangos de detección mayores, la posibilidad de localizar y seguir un gran número de objetivos, una baja probabilidad de ser interceptado y la posibilidad de funcionar como un inhibidor requerirán una tecnología de transistores innovadora y rentable. Recientes desarrollos en el campo de los HEMT de GaN han hecho posible diseñar amplificadores de una gran eficiencia a frecuencias de microondas. Los dispositivos HEMT de GaN proporcionan una alta corriente de pico con una baja capacitancia de salida así como un voltaje de ruptura y una densidad de potencia extremadamente alta. Esta combinación única de características permite a los diseñadores conseguir amplificadores con unas prestaciones en conjunto muy superiores a las logradas con dispositivos basados en las tecnologías alternativas existentes en la actualidad.


http://www.conectronica.com/componentes-rf/tecnologia-de-transistores-de-microondas-basados-en-nitruro-de-galio-gan-para-aplicaciones-radar


DTR-3300 Microwave Trainer


Sistema de capacitación en tecnología microstrip


Más de 20 módulos interconectables que permiten al estudiante configurarlos rápidamente para crear el sistema requerido para cada experimento

Una ventana transparente en cada módulo permite que el estudiante vea el circuito interno y comprenda la configuración de los circuitos microstrip

No se requieren de instrumentos de medición caros

Se incluyen fuente de frecuencias de microondas variable y fuente de alimentación

Experimentos principales:

Características de VCO y detector

Características de circulador

Acopladores direccional, ramificado e híbrido en anillo

Reflexión y adaptación de impedancias

Medición de relación de onda estacionaria

Conmutador de diodo PIN, modulador

Divisor de potencia Wilkinson

Resonador anillo


Filtros pasabajos y pasabanda

Amplificador de microondas y antena



ESPECIFICACIONES TÉCNICAS GENERALES



Línea de transmisión: línea microstrip

Características de impedancia: 509

Rango de frecuencia: 1.4 ~ 2.4GHz

Frecuencia central: 1.8GHz

Conector: tipo SMA

Dimensiones: 460(W) x 120(H) x 350(D) mm

Peso: 6.3 kg



ESPECIFICACIONES DE LOS MÓDULOS VCO

Banda de frecuencia: 1.4 ~ 2.4 GHz

Potencia de salida: 8 ~ 12 dBm Detector de potencia de microondas -25 dBm ~ +10 dBm Circulador (elemento de brazo de señal de 3 puertos)

Ancho de banda: 200 MHz, Pérdida de inserción: 0.3~0.5 dB

Aislación: 20 dB Acoplador direccional (usado para detección de potencia)

Pérdida de inserción: 0.2 ~ 0.5 dB

Acoplamiento: 13 ~ 15 dB

Aislamiento: 15 ~ 20 dB Carga desadaptada

1009 de carga, cortocircuito, circuito abierto Carga adaptada

509 de carga, stub y conversor de adaptación E/4 Atenuador (tipos T y ()

Atenuación Tipo T: 3dB, pérdida de retorno: 18 dB

Atenuación tipo G: 3dB, pérdida de retorno: 18 dB Divisor de potencia Wilkinson

Acoplamiento: 3dB, pérdida de retorno: 25 dB

Aislación: 25dB Acoplador anillo híbrido (fase 180°)

Acoplamiento: 3dB, pérdida de retorno: 25 dB

Aislación: 25dB Conmutador diodo PIN

Pérdida de inserción: 1.5dB, pérdida de retorno: 15 dB Filtro pasabajos (DC ~ 1.8GHz)

Pérdida de inserción: 0.4dB, Ripple: 0.5 dB Filtro pasabanda (1.75 GHz)

Ancho de banda: 100MHz, pérdida de inserción: 0.4dB

Ripple: 0.5dB

Analizador lógico, 8 canales, 50 o más mega-Amplificador MMIC

Rango de frecuencia: 1 ~ 2.4GHz

Ganancia: 17 dB, tensión: 12V Bias

Elementos DC bias (3) usando una línea microstrip Modulador PIN Modulator

Rango de frecuencia: 1 ~ 2.4GHz

Pérdida de inseción: 1.5dB (ON), 10dB (OFF) Branch Line Coupler (fase 90°)

Acoplamiento: 3.5dB, pérdida de retorno: 25dB

Aislación: 25dB Resonador anillo (1.8 GHz) Standing Wave Detector

Medición de VSWR

Medición de longitud de onda de mínima y máxima de una onda estacionaria en una línea de transmisión Antena tipo Patch (1.8 GHz)

Pérdida de retorno: 25dB, Ganancia: 10dBi

ACCESORIOS PROVISTOS

Fuente de alimentación DC: +5V, +12V, ±Vdiode bias

Cable de alimentación DC (4)

Atenuador 10dB (2): atenuación 10dB, pérdida de retorno 30dB (SMA type)

Atenuador 20dB (2): atenuación 20dB, pérdida de retorno 30dB (tipo SMA)

SMA plug-to-plug (8)

SMA jack-to-jack (2)

Adaptador SMA para conexión de módulos

SMA 509 10ad (2)

Conector abierto (2)

Conector corto (2)

Spanner

Manual de experimentos

INSTRUMENTOS DE MEDICIÓN

Multímetro digital TK-DMM de 3.5 dígitos

Generador de audio o funciones

Osciloscopio modelo 112 (opcional)

Contador frecuencímetro, 2.5 GHz (opcional)


http://www.adtechsa.com/user4/MICROONDAS.pdf

 
 
 Caracterización eléctrica y térmica de amplificadores MMIC de potencia
Author Torregrosa Penalva, Germán
Contributor(s) Asensio López, Alberto
Rights Reconocimiento - Sin obra derivada - No comercial (by-nc-nd)
Subject(s) Sin determinar

Description La aparición de numerosas y novedosas aplicaciones de comunicaciones, y la continua búsqueda de anchos de banda cada vez más elevados con el objetivo de garantizar mayores tasas de transmisión en sistemas de comunicaciones y mayor resolución en aplicaciones militares y radar, obliga a la aparición de sistemas trabajando en bandas de frecuencias reservadas hasta ahora para aplicaciones muy concretas y de corte casi exclusivamente militar (bandas X, K y superiores). Para garantizar requisitos de cobertura, calidad de la transmisión o detección de un blanco bajo determinadas circunstancias, estos sistemas, operando a frecuencias que superan los 10 GHz, precisan niveles de potencia en la señal transmitida cada vez más elevados. Los sistemas de microondas cuentan con transmisores de potencia capaces de garantizar el nivel de potencia de señal a su salida requerido por la aplicación. Estos transmisores están por lo general formados por una cadena de circuitos monolíticos de microondas (MMICs) debido a múltiples ventajas sobre otro tipo de tecnologías: bajo coste por dispositivo, prestaciones, fiabilidad, reducido tamaño, versatilidad, integración de múltiples y variadas funciones en un mismo chip... En esta tesis doctoral se presenta el diseño de dos prototipos de transmisor de potencia de microondas destinados a ser empleados como etapas de salida de un sistema radar de onda continua y frecuencia modulada por un lado, y un sistema transceptor completo para comunicaciones punto-multipunto por otro. El objetivo propuesto en este trabajo de tesis doctoral es la caracterización tanto eléctrica como térmica de los amplificadores monolíticos de potencia integrados en los prototipos de transmisor desarrollados. Este tipo de amplificadores de potencia es actualmente el elemento estrella en transmisores de estado sólido y el nivel de madurez que ha alcanzado la fabricación de dispositivos de efecto de campo o FET (field effect transistor) sobre sustratos de AsGa (arseniuro de galio), hace que sea ésta la tecnología generalmente empleada en los amplificadores de potencia MMIC comerciales actuales para bandas de microondas y milimétricas. El trabajo de tesis doctoral que se presenta aborda diferentes aspectos relativos a la caracterización eléctrica y térmica de amplificadores MMIC de potencia. Los resultados obtenidos a partir del estudio teórico y experimental llevado a cabo han contribuido a un mejor entendimiento del comportamiento de los amplificadores MMIC de potencia empleados, así como a un mejor diseño de los prototipos de transmisor desarrollados.

Publisher E.T.S.I. Telecomunicación (UPM)
Source
Date 2004
Type Tesis
Type PeerReviewed
Identifier http://oa.upm.es/263/
Format application/pdf
Relation http://oa.upm.es/263/01/09200439.pdf

http://www.dart-europe.eu/full.php?id=149116



COMPAÑIA


ABE Elettronica S.p.A., es una compañía establecida en 1979, es uno de los más reconocidos y apreciados, fabricantes europeos de transmisores de televisión y enlaces de microonda. Durante 25 años, ABE ha ido desarrollando y produciendo una gama completa de equipos de televisión, analógicos y digitales: codificadores MPEG-2 y multiplexores, transmisores de televisión y reemisores, enlaces de microonda de hasta 24 GHz, uplinks al satélite, antenas y sistemas radiantes.
ABE son las siglas de Advanced Broadcasting Electronics, que significa Electrónica Avanzada de Transmisión, en este nombre se refleja perfectamente la vocación de la compañía por la innovación. Gracias a las inversiones continuas en I&D (Investigación y Desarrollo), ABE constantemente aumenta su conocimiento tecnológico: la originalidad y excelencia son consecuencias lógicas del cuidadoso estudio y la experiencia acumulada de producir tecnologías innovadoras.
El equipo de ABE esta hoy presente y operando en más de 80 países del mundo; una historia de éxito, completamente italiana, en un campo ideal para dar énfasis al saber como hacer las cosas y a la calidad de trabajo.







Microwave Amplifiers For Immunity and Wireless Testing

0.8 to 45 GHz. 1 to 10,000 watts.

AR's microwave amplifiers are just as tough and dependable as our RF amplifiers, and they are backed by the same "Competitive Edge" warranty, the best and most comprehensive warranty in the industry. Our microwave amplifiers offer the hard-to-find combinations of power and bandwidth in frequency increments and power output you need for today's test applications.






Overview


All Series of BONN Amplifiers are of modular design. RF sections, power supply and control circuits are separated where possible. This avoids interference between the different signal types and ensures easy fault location and access in case of troubleshooting.

Mechanical design, power supplies and cooling aspects of BONN Amplifiers are – in difference to almost all competitors – together with the RF design an integral part of the overall system concept. To ensure continuous operation with no degradation, all BONN Amplifiers feature powerful cooling based on straight airflow through the cabinets, together with rugged mechanical design.

The general design of all BONN Amplifiers is based on requirements for military applications. All civil applications gain from this, because identical layouts, RF-modules and system concepts are applied. The common base for all projects are identical international quality standards and internal quality guidelines. This results in a high degree of mechanical ruggedness and consequently an improved reliability. Therefore, BONN Solid State Amplifiers are ideal for being used in mobile applications.
As a standard BONN Amplifiers are integrated into one or more 19"-cabinets. This easily allows the arrangement of a group of amplifiers into one rack. Optionally all BONN Amplifiers may be integrated into a common rack. Additionally signal sources, switching units or other instruments may be easily integrated as well.
The combined 19"-desktop cabinets allow individual amplifiers in laboratory environment to be integrated into 19"-racks or to be used as desktop instruments.


RF Characteristics


All BONN series of broadband solid state amplifiers are linear power amplifiers and operate in class A or A-B mode providing typically 1 dB compression at the nominal output power. The nominal power always is referred to linear CW output power.
The compression at nominal output power must not exceed 1.5 dB to limit the resulting modulation distortion at 80% AM and 6 dB backoff to less than 10%. Otherwise the maximum PEP output power has to be reduced in comparison with the maximum CW output power.
In the meantime the automotive industry has already released mandatory specifications including AM measurements. Actual draft versions of several generic specifications are already including AM measurements, too.
For BONN Amplifiers all specifications are referred to full linear output power. Competitors like to name the individual amplifier models according to the saturated output power level and specify some key parameters e.g. harmonics not at nominal output power but in some cases only at 60 or 70% of the nominal output power! This improves the harmonics significantly on the paper.

Although most BONN Amplifiers are operating in class A-B mode, the load tolerance of all BONN Amplifiers is designed to ensure a 100% load tolerance up to a load VSWR of approximately 5:1. There is absolutely no difference to amplifiers operating in class A mode.

Above 80 MHz almost no common application shows a worse VSWR than 3:1 up to 4:1. This allows to protect the output of the amplifiers from high VSWR via output power control. Even into a load VSWR of worse than 5:1 still approximately 50% of the theoretically maximum possible output power is provided.

In BSA and BTA series amplifiers below 80 MHz exclusively designs without output power control are offered. These amplifiers provide 100% load VSWR tolerance over the entire frequency range. Therefore, these amplifier series are ideally suited for applications with poor load VSWR. Examples for such applications are the poor antenna VSWR between 20 and 30 MHz of approximately 4:1 or BCI measurements up to 80 MHz at a VSWR of approximately 5:1.

The BONN hybrid amplifiers of BTA series are featuring a special VSWR tolerance. The final stage is built from distributed tubes. This design separates forward and reflected power by physics law. The reflected power is absorbed by a load resistor at the beginning of the tube chain. Therefore, the stress of the tubes and consequently the forward power is practically independent from the actual load VSWR.
Special design of the power combiners inside the high power amplifier modules provides good isolation of the individual output transistors. The overrating of the balance resistors ensures to protect other stages working in parallel in case of failure of a single transistor. All directional couplers and power combiners are specially optimized for maximum load tolerance.
All BONN Amplifiers already provide the nominal output power at typ. -5 dBm. All broadband power amplifiers are protected against input overdrive up to +10 dBm. At the output the amplifiers are protected against short-circuit and open-circuit. It has to be taken into consideration, that a high mismatch condition at the output (VSWR >4:1), and an input overdrive at the same time can damage the amplifier.
Narrowband versions of BONN BLMA series amplifiers very often are protected against high load mismatch by an internal output isolator.
As a standard pulsed amplifiers are protected against overdriving up to +10 dBm input power level too.
Travelling wave tube amplifiers are protected against input overdrive by saturation of the tube. All amplifier models can optionally be protected against high mismatch at their outputs by an isolator. The travelling wave tube amplifiers providing 40 W or more are protected against high load VSWR by an intelligent output power control allowing an individual configuration by the customer.

Mechanical Design

All BONN Amplifiers are of modular design. This allows easy exchange of single modules.
All RF-modules are built into housings milled from solid. All RF-module covers have RF-chokes. Based on high quality RF-cables, connectors and DC-feedthroughs, the amplifiers offer a RF shielding of >60 dB already as a standard without additional measures at the cabinets.

All metal parts inside of BONN Amplifiers are protected against corrosion by a surface passivation with high conductivity. There is no obvious advantage at new instruments. Bud over the lifetime unprotected parts will oxidate and cause non or poor conductive surface. These oxid layers may interfere the system grounding and change the RF performance or even cause ringing. These instruments cannot be repaired anymore, because they would have to be totally disassembled and covered with new passivation.

Cooling

All standard BONN Amplifiers are air-cooled.
For all BONN Solid-State Amplifiers the air inlet is at the front and the air outlet at the rear. This allows the amplifiers to be easily stacked in racks.
In the case of the BTA Hybrid Amplifiers, the cooling of the (tube chain) final stage requires a different concept. Here, the air inlet is at the bottom and the air is routed through the amplifier to the top. Therefore, all hybrid amplifiers are supplied with an appropriate 19"-rack, where the individual cabinets are slided into. To ensure proper cooling in combination with other amplifiers the tube final stages are always placed at the top inside of the 19"-rack.

The travelling wave tube amplifiers have both the air inlet and the air outlet at the rear panel.

The cooling design for all BONN Amplifier models ensures that no thermal overload will occure - even at 24 hour continuous operation at maximum environmental temperature as well as at full reflection from the output. The thermal sources inside of all BONN Amplifiers are directly soldered onto massive base plates. This ensures both optimum heat transfer and heat distribution and still allows a very compact design. The rating of the cooling system is not depending on the class of operation (A or A-B) of the amplifier at all!

As an option all BONN Amplifier Systems can be equipped with liquid cooling. In most applications liquid cooling is integrated into the customer's environment. Specially designed self-supporting sandwich heat sinks allow so far unknown compact integration. A system will especially gain from liquid cooling the higher the output power, the environmental temperatures are or where the space for integration is very limited. When placing the power amplifiers directly aside of operating personnel in small rooms, liquid cooling can reduce the size, the noise (no fans) and the temperature.
We offer liquid cooling for airborne systems, too!

Power Supply

The state-of-the-art design of the BONN RF Power Amplifiers is followed by our own unique power supplies. The power supplies are based on most modern switching regulator technology and provide separate power drains for each RF-module which avoids a shutdown of the whole amplifier system in case of a single failure. This fault tolerant design ensures in case of a faulty RF-module or power supply module, that all other modules working in parallel remain in normal operation. This allows to operate the amplifier at a reduced output power. Additionally each separate RF power transistor is protected by independent current and voltage limiting.

Operating Concept

The actual status of all BONN Amplifiers is displayed via a backlight LC-display. Manual operation is based on two or three keys directly placed underneath the display. Multiple submenu trees do not exist at all. Additionally a single error LED indicates a possible active error condition.
The new generation of control units incorporates an elapsed time meter already as a standard. The hours of operation are shown on the display during the turn on sequence.
Optional the LCD can display the forward power. For a quick indication the power is displayed in two ways: as a bargraph and as a percentage of the nominal output power. This display is an indication only and is not intended to replace a precise power measurement via an external power meter.
For remote control of all BONN Amplifiers a simple but universal interface is integrated. This interface is addressed either by negative edge triggering, external switches or TTL and open collector with 5 V or 12 V supply.
Optionally all BONN Amplifiers and Amplifier Systems can be equipped with an IEEE 488.2 compliant remote control interface. This interface provides all commands and status indications. Additionally the SRQ function (Service Request) supports active status reports.

Instrument Safety

All BONN Amplifiers offer as a standard the possibility to connect to a floating external interlock safety loop, which may turn off the amplifiers - e.g. in case the door to a shielded measuring room is opened. For hybrid and travelling wave tube amplifiers an internal interlock protects the operating and service personnel from high voltage when opening the units.
Of course all BONN Amplifiers comply with the relevant VDE standards and actual CE requirements.


Customized Solutions

For all amplifiers a large number of options are offered as a standard, nevertheless we also offer amplier solutions complying to the complex demands of our customers both for civil as well as military applications. Additionally, we offer individual switching units as well as fast PIN-diode switches and harmonic filters. All our amplifier systems can be equipped with liquid cooling!



http://www.bonn-elektronik.com/allgemein.cfm?lang=eng&version=web




PARA MAYOR INFORMACION ACERCA DEL TEMA DE AMPLIFICADORES MICROONDAS  DE POTENCIA
                              Puede consultar los siguientes link y obtendra asesoria de libros y algunas presentaciones que seran de gran utilidad

TEXTOS:



http://www.scielo.cl/pdf/rfacing/v13n3/art08.pdf

http://www.astronomos.cl/conocimientos/avanzado/Amplificadores%20de%20Microondas.pdf

 
PRESENTACIONES:
 
http://exa.unne.edu.ar/depar/areas/informatica/SistemasOperativos/UDG-argentina-confe1.pdf


http://w3.iec.csic.es/URSI/articulos_modernos/articulos_coruna_2003/actas_pdf/SESION%203/S3.%20Aula%202.2/1221%20-%20ELECTRO-T.pdf

http://www.docstoc.com/docs/3269041/Medida-de-la-Resistencia-T%C3%A9rmica-en-Amplificadores-de-Potencia-de
                                                                                                                                                                                       Hecho por: Edgar Servita

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