Resumen—El objetivo de este trabajo dirigido es el estudio del uso de técnicas de realimentación en amplificadores de potencia en la banda de microondas, haciendo especial hincapié en los análisis de estabilidad no lineal del sistema realimentado así como en su diseño y posterior fabricación con tecnología microstrip. Finalmente, se aborda una comparativa del diseño simulado y del fabricado con medidas de especial interés tales como intermodulación (IMD), Potencia de salida vs. Potencia de entrada (Pin-Pout), parámetros de Scattering, etc.
I. INTRODUCCIÓN
El uso de técnicas de realimentación en el contexto de los amplificadores de potencia de microondas es una técnica muy conocida por sus numerosas ventajas de aplicación en los amplificadores [1]. De estudios anteriores realizados se conoce que el uso de estas técnicas permite aumentar el ancho de banda de amplificación, y lo que es más importante consigue aplanar la banda de amplificación en frecuencia. Por otra parte, otro de los objetivos buscados con la realimentación es mejorar la intermodulación de orden tres.
Sin embargo, a pesar de que dichas técnicas son muy conocidas por los profesionales del área, no se utilizan mucho debido a los problemas de estabilidad que supone la implementación real de estas técnicas, en cuanto a oscilaciones de baja frecuencia e inestabilidades en general. En este apartado, no hay que olvidar que el hecho de colocar una realimentación puede provocar que para alguna frecuencia donde el amplificador proporciona ganancia, se cumplan las condiciones de oscilación. Esto es, que tenga el sistema una ganancia en lazo abierto mayor que 1 y desfase de 180º en el caso de una realimentación negativa ó 0º en el caso de ser positiva.
Figura 1: Esquema de realimentación
II. OBJETIVOS
El primer objetivo para la realización de este trabajo, es el de la familiarización con las herramientas de diseño y la formación con la teoría actual en materia de estabilidad en amplificadores de potencia, inestabilidades paramétricas, análisis no lineal y detección de comportamientos inestables.
Sin embargo, el objetivo principal del trabajo es diseñar y analizar una realimentación de tipo paralelo sobre un diseño de amplificador anterior ya construido, utilizando para ello el software de simulación ADS v2005A de Agilent en combinación Scilab y con la herramienta de análisis de estabilidad STAN [2], [3], desarrollada por investigadores del grupo de investigación de RF y microondas de la Facultad de Ciencia y Tecnología de la UPV en colaboración con el CNES (Centre Nacional d'Etudes Spatiales), Toulouse, Francia.
Por otra parte, otros de los objetivos de este trabajo son analizar la estabilidad lineal y no lineal del diseño realizado y en base a los resultados obtenidos modificar el diseño anterior de manera que no existan oscilaciones de ningún tipo. Una vez validados los resultados obtenidos, el siguiente objetivo es el de diseñar el layout del amplificador realimentado y fabricarlo en tecnología microstrip para posteriormente, realizar todo tipo de medidas de interés como IMD, curvas Pin- Pout, curvas de ganancia, de rendimiento y parámetros-S en pequeña señal con el sistema realimentado y con el sistema sin realimentar para comprobar los efectos de dicha realimentación sobre el amplificador diseñado.
III. ESPECIFICACIONES Y REALIMENTACION
Como ya se ha comentado anteriormente, el diseño de la realimentación se ha hecho sobre un circuito anterior ya construido y con unas características determinadas, que se diseñó con el objetivo de dar la máxima potencia de salida y máximo rendimiento a la frecuencia de 1.19GHz. Las nuevas especificaciones para este diseño realimentado son aumentar el ancho de banda y hacer el espectro plano centrado a esa misma frecuencia. Por ello, el diseño de la red de realimentación se ha hecho a esa frecuencia.
La realimentación utilizada, es un filtro RLC colocado entre el drenador del transistor y la puerta, siendo esta una forma de realimentar de tipo paralelo:
Figura 2: Esquema de realimentación utilizado
Para su diseño, teniendo en cuenta que el objetivo de la realimentación es aumentar el ancho de banda de amplificación, se calculan los valores de la bobina y del condensador para que resuenen a la frecuencia de 1.19GHz (con un grado de libertad) de modo que a esa frecuencia el camino de realimentación ve solamente una resistencia de valor aún desconocido. Si el valor de resistencia es pequeño, el camino de realimentación a la frecuencia de resonancia presentará una impedancia baja y por lo tanto, la ganancia disminuirá en ese rango de frecuencias ya que buena parte de la señal de salida circulará por el nuevo camino establecido. Mientras que a frecuencias diferentes de la de resonancia, el camino realimentado adquiere cada vez mayor impedancia tanto a frecuencias más bajas por la acción del condensador, como a frecuencias más altas por acción de la bobina. El efecto de aumentar la impedancia de este camino es reducir el nivel de señal que circula por este camino para que a la salida llegue cada vez más señal, aumentando así el ancho de banda.
Figura 3: Efectos de la realimentación diseñada
Una vez conocidos los valores de L y C, queda por calcular el valor de la resistencia. Este valor se calcula en simulación siguiendo una metodología muy simple. Se parte de un valor de resistencia alto dado, por ejemplo 1 KOhm, para que incluso a la frecuencia de resonancia el camino de realimentación presente una impedancia alta y toda la señal llegue a la salida, es decir, para que la realimentación tenga poco efecto. Con este valor se comprueba en simulación cómo han cambiado los parámetros-S, para ver si ese valor de R afecta o no al ancho de banda y en qué medida. Posteriormente, se continúa bajando el valor de la resistencia realizando para ello un análisis paramétrico y visualizando el efecto de bajar este valor, hasta llegar un momento en el que la banda de ganancia es totalmente plana en un rango de frecuencias grande, como se ha podido ver en la figura 3.
Si continuamos bajando el valor de la resistencia, se observa que la banda deja de ser plana y tiende a curvarse hacia abajo dado que la impedancia del camino de realimentación a la frecuencia de resonancia es muy baja, y por lo tanto, buena parte de la señal de salida circula por el camino de realimentación llegando cada vez menos señal a la salida, como se observa en la figura 4.
Figura 4: Efectos de una realimentación con baja impedancia
Un efecto claramente observado al introducir la realimentación es que el valor de la ganancia decae. Es lógico, ya que se ha disminuido la ganancia a la frecuencia central de interés a costa de aumentarla un poco en las bandas superior e inferior como se ha observado anteriormente. En este caso, el valor de resistencia óptimo en simulación que consigue tal efecto es de 100 Ohms. Este valor depende únicamente del modelo de transistor utilizado. Es decir, el mismo diseño de red no ofrecería los mismos resultados para un transistor diferente, ni tampoco incluso para un transistor igual fabricado en una oblea diferente debido a la dispersión en el proceso tecnológico de fabricación de transistores. Este hecho ha resultado ser decisivo en los resultados de este trabajo como se verá en apartados posteriores, ya que es prácticamente imposible caracterizar un modelo para cada transistor fabricado.
Introducir la realimentación como se propone, tiene otros efectos aparte de aumentar el ancho de banda. Al introducir una red RLC, las impedancias de entrada y de salida que el transistor ve ya no son las mismas que tenía antes de la realimentación. Por ello, es lógico que los parámetros S11 y S22 se vean modificados y empeorados con respecto al diseño inicial. Para solucionar este inconveniente, se han ajustado los valores de los componentes de las redes de adaptación a la entrada y a la salida para que la adaptación siga siendo buena a pesar de tener incorporada la red de realimentación.
IV. ANALISIS DE ESTABILIDAD
Los amplificadores de microondas tienen una tendencia a presentar oscilaciones indeseadas debido a múltiples lazos de realimentación ya que incorporan dispositivos con ganancia en amplios rangos de frecuencia. Por ello, las posibilidades de que se cumplan las condiciones de oscilación [4] mencionadas son altas y hay que tratar de evitarlas.
Los tipos de inestabilidades que se pueden encontrar mayoritariamente en un amplificador de microondas son [5]:
A.- Señales espúreas que aparecen por el simple hecho de polarizar el amplificador y sin tener señal de entrada, denominadas oscilaciones autónomas de baja frecuencia.
B.- Aparición de una señal espúrea en función de la frecuencia y del nivel de potencia de la señal de entrada, también conocidas como inestabilidades paramétricas, que pueden estar o no relacionadas armónicamente con la frecuencia de la señal de entrada.
C.- Saltos bruscos de potencia asociados a fenómenos de histéresis.
De todos estos tipos de inestabilidades, solamente pueden ser detectadas con las técnicas de diseño actuales (Factor K, Círculos de estabilidad,…), las oscilaciones autónomas no paramétricas. Por lo tanto, no es posible garantizar directamente la estabilidad, o existencia física, de las soluciones obtenidas mediante simulaciones de balance armónico del software comercial ADS. Es por ello, por lo que es necesario utilizar una herramienta adicional para la detección de inestabilidades paramétricas, en este caso por medio de la herramienta STAN.
Esta herramienta obtiene a través de técnicas de identificación la función de transferencia asociada a la respuesta frecuencial y analiza la ubicación de todos los polos y ceros del sistema para determinar la estabilidad del circuito o sistema a tratar. Por lo tanto, la existencia de polos complejos conjugados con parte real positiva, dan lugar a la existencia de una inestabilidad cuya frecuencia de arranque de oscilación será igual al módulo de la parte imaginaria de dichos polos, como se observa en la figura 5.
Figura 5: Situación de polos complejos conjugados inestables
Como se ha dicho en la introducción, la técnica de realimentación tiene muchas ventajas y sin embargo no se utiliza porque tiene muchos problemas relacionados con las inestabilidades al estar formando un bucle cerrado. Sin embargo, una vez diseñada la realimentación se ha hecho un severo estudio de estabilidad tanto en pequeña señal como en gran señal con análisis no lineales.
Para ello, se ha comprobado que el sistema no oscila por el simple hecho de polarizarlo y que en presencia de señal de entrada (gran señal) no presenta ningún tipo de las inestabilidades citadas anteriormente. Esto se ha conseguido comprobar realizando diversos análisis en pequeña señal y análisis no lineales paramétricos tanto en frecuencia como en potencia de la señal de entrada. A modo de ejemplo, se presentan a continuación los resultados de uno de los análisis de estabilidad del amplificador de potencia construido, que resulta ser estable tal y como se observa en la figura 6 una vez hecho el análisis.
Figura 6: Resultados de un análisis de estabilidad no lineal
Estos son los resultados que se han obtenido una vez hecho el análisis. Por una parte, se presentan tanto el módulo como la fase de la función de transferencia que representa al amplificador analizado. Por otra parte, se tiene un mapa con la situación de los polos y ceros de la función de transferencia identificada con la herramienta de análisis de estabilidad STAN, de los cuales se puede interpretar fácilmente que todos ellos se encuentran en la zona estable a pesar de estar alguno de ellos muy cercanos a la zona inestable. Si se observa, estos polos cercanos a la zona inestable, son prácticamente cancelaciones exactas polo-cero y por ello, la influencia de éstos sobre el comportamiento del amplificador es reducida.
V. MONTAJE DEL AMPLIFICADOR
Una vez diseñada la realimentación y habiendo analizado profundamente la estabilidad del amplificador de potencia, se ha continuado con el montaje del circuito en tecnología microstrip. El sustrato sobre el que se ha construido el amplificador es de tipo FR-4, perfectamente válido para el rango de frecuencias en el que se trabaja de 1.19 GHz. Dado que el sustrato tiene unas pérdidas, éstas se han tenido en cuenta en los tramos de línea de transmisión que se han introducido en el diseño del circuito final para tener un diseño fino. Además del sustrato, los componentes que se han utilizado para el montaje son componentes de tipo SMD del fabricante Murata. El propio fabricante proporciona un paquete software para ADS con los modelos de todos sus componentes, de manera que una vez introducidos en el esquemático, el análisis no solo tiene en cuenta el valor de capacidad o inductancia introducido sino que también incorpora los valores de los componentes parásitos que incluye cada uno de ellos.
En un diseño de tales características y tan delicado en cuanto a problemas de estabilidad se refiere, hay que tener en cuenta todos los detalles por muy pequeños que sean e intentar ajustar lo máximo posible a fin de que el circuito final simulado sea lo más parecido al circuito real que se va a construir. A modo de ejemplo, un simple condensador tiene el siguiente modelo equivalente:
Figura 7: Circuito equivalente de un condensador SMD
Donde C es el valor del condensador, ESR (Equivalent Series Resistance) es la resistencia parásita que presenta el componente, asociada a las pérdidas de los conductores de los extremos con los que se suelda al sustrato. ESL (Equivalent Series Inductance) es la inductancia parásita asociada a los mismos contactos metálicos. Por último, Rp es la resistencia asociada a las pérdidas del dieléctrico.
Lo que en principio parece un simple condensador, es en realidad una impedancia que puede comportarse por ejemplo como una bobina a frecuencias suficientemente altas, introduciendo además unas pérdidas. Por este motivo es tan importante que en el análisis final sean tenidos en cuenta estos modelos, garantizando de este modo unos resultados más fiables.
Una vez introducidos todos los componentes exactos, con sus modelos y parásitos asociados se han realizado nuevos análisis de estabilidad para asegurase que el amplificador continuaba siendo estable a todas las frecuencias y que no generaba ningún tipo de oscilación ni en pequeña señal ni en régimen no lineal. Sin embargo, no solo es necesario comprobar su estabilidad sino también simular el nuevo diseño tanto en pequeña señal para sacar los parámetros-S como en gran señal para sacar curvas Pin-Pout, curvas de ganancia, de rendimiento, de distorsión por intermodulación, etc, para comprobar que el diseño continuaba cumpliendo las especificaciones anteriores. En este caso, ha sido necesario retocar algunos valores de la red de realimentación ya que las características se habían modificado ligeramente de las presentadas en las figuras anteriores. En cambio, el diseño con los nuevos modelos sigue siendo estable y lo que es más importante, los polos más críticos de la función de transferencia del amplificador no han modificado su posición, lo cuál indica que el sistema es robusto frente a pequeñas variaciones en estos componentes así como en sus valores parásitos asociados debidas por ejemplo a degradación de valores con el paso del tiempo. Este hecho muy importante ya que permite que el amplificador esté funcionando correctamente e integrado en un sistema más complejo, dando la seguridad de que va a seguir siendo estable a pesar de que alguno de sus valores se vea modificado.
Con el diseño finalizado y perfectamente analizado, el siguiente paso en la realización del proyecto ha sido la construcción física del amplificador realimentado, utilizando para ello la misma herramienta software ADS. Se ha elaborado un layout del circuito completo para la generación de la máscara que es necesario que aparezca en el sustrato elegido y se ha construido. El layout y el circuito construido y soldado con todos los componentes se muestran en la figura 8.
Figura 8: a) Layout b) Circuito fabricado
En este apartado, es interesante mencionar las dimensiones finales tanto del circuito completo como de los componentes que se han tenido que soldar manualmente. El circuito de la imagen anterior tiene unas dimensiones muy reducidas como se observa en la figura 8b, mientras que los componentes más pequeños soldados son unas bobinas situadas en las redes de adaptación que miden 1.6x0.8 milímetros de largo y ancho respectivamente.
VI. MEDIDAS, RESULTADOS Y CONCLUSIONES
Después de terminar con el montaje y habiendo comprobado que todos los componentes se encontraban correctamente soldados al sustrato, el siguiente paso ha sido comenzar con las medidas reales del amplificador realimentado. Inicialmente, se han medido los parámetros de Scattering en un analizador de redes vectorial. En primer lugar se han hecho las medidas con el amplificador realimentado y posteriormente se ha quitado un componente de la realimentación, para comprobar qué efectos reales tiene la realimentación sobre el mismo diseño construido.
Es en este punto donde se han encontrado las primeras observaciones de interés en el sistema. Por una parte, los primeros resultados obtenidos indicaban que el amplificador realimentado era estable al menos en régimen lineal, corroborando los resultados obtenidos en simulación. Por otra parte, el amplificador tenía una respuesta similar con la realimentación puesta y sin ella, es decir, los parámetros-S eran prácticamente iguales y por lo tanto no se apreciaba un aumento del ancho de banda. En definitiva, el amplificador no se comportaba de forma diferente por el hecho de tener la realimentación colocada porque en realidad el transistor estaba viendo un camino de alta impedancia por donde no circulaba nada de señal, como si la realimentación no existiera. Aquí es donde entra a formar parte un hecho comentado en apartados anteriores, el modelo de transistor utilizado. El modelo que se ha utilizado corresponde a un transistor igual que el montado en el amplificador, el mismo modelo y la misma marca.
Sin embargo, tras varios análisis se llegó a la conclusión de que la causa de no obtener los resultados esperados es que el modelo utilizado en simulación no se correspondía con el transistor empleado a pesar de ser el mismo en marca y modelo. Ante esta situación, el siguiente paso fue reducir el valor de la resistencia de realimentación en el amplificador construido de 10 en 10 ohmios, realizando medidas de parámetros-S para cada una de las resistencias de realimentación montadas. Finalmente se llegó a un valor de resistencia de 10 Ohmios, para el cuál se comenzaban a ver unos resultados mejores de los obtenidos inicialmente aunque no tan idénticos como los obtenidos en simulación.
Una vez resuelto este problema, se ha continuado con las medidas de curvas de ganancia, de rendimiento, curvas Pin-Pout y de distorsión por intermodulación, tanto para el amplificador realimentado como para el amplificador sin realimentar. Lógicamente en un resumen de estas características resulta imposible mostrar todas y cada una de las gráficas obtenidas. Sin embargo, a continuación se detallan los aspectos más importantes y relevantes de los resultados obtenidos:
A.- En primer lugar, se ha hecho una medida de la curva Pin-Pout con el amplificador realimentado, obteniendo una ganancia en pequeña señal de 17.57 dB, un punto de compresión a 1dB para una potencia de entrada de 13.5 dBm, para el cuál se obtiene una potencia de salida de 30.08 dBm, es decir, superior a 1 Wattio. Con tales características, el rendimiento obtenido en ese punto es del 75%. Este último dato confirma que el modelo de transistor utilizado en medida no se corresponde con el utilizado en simulación ya que en este último caso el rendimiento estaba en torno al 51%, muy por debajo de los resultados reales obtenidos.
B.- En segundo lugar, se han hecho las mismas medidas para el amplificador sin realimentar, obteniendo una ganancia en pequeña señal de 15.3 dB, un punto de compresión a
1dB para una potencia de entrada de 16.4 dBm, para el cual se obtiene una potencia de salida de 30.71 dBm, es decir, 1.17 Wattios. Con estos datos, el rendimiento obtenido en este caso es del 78.8%. En la siguiente figura se muestra una gráfica con las curvas Pin-Pout tanto con realimentación como sin ella:
Figura 9: Curvas Pin.Pout obtenidas en medida
C.- La siguiente medida que se ha hecho es la distorsión por intermodulación versus la separación entre tonos y para diferentes potencias, con objeto de ver la evolución de los productos de intermodulación de tercer orden en función de la potencia de entrada y de la separación entre los dos tonos. Los resultados de estas mediciones indican que el amplificador en el punto de compresión se comporta mejor con la realimentación colocada que sin ella.
De estos resultados obtenidos, se pueden extraer varias conclusiones. En principio, se observa que la realimentación no tiene un efecto notable en cuanto a aumento de ancho de banda ya que el modelo de transistor simulado no se corresponde con el transistor montado. La causa de esto, se debe al importante rango de tolerancias existentes en algunos de los parámetros del transistor que proporciona el fabricante, como puede apreciarse en las hojas de características [6]. Sin embargo, sí se aprecian unos resultados diferentes en términos de ganancia, potencia de salida y rendimiento. La realimentación en este amplificador, provoca un cambio en las impedancias de entrada y de salida que ve el transistor. En este caso, se ve que el efecto de la realimentación ha hecho que el ciclo de carga tenga una pendiente mayor que sin la realimentación, provocando que la ganancia en pequeña señal sea mayor. En cambio al tener el ciclo de carga una inclinación mayor, el amplificador comprime antes cuando tiene la realimentación puesta y por ello tanto la potencia de salida como el rendimiento son menores que en el caso de no tener la realimentación colocada.
En resumen, los resultados obtenidos no corresponden exactamente con los simulados debido a que el modelo de transistor simulado no es muy similar al modelo del real a pesar de tener la misma referencia. No obstante, se ha conseguido exitosamente el objetivo principal de este proyecto, que es aprovechar la utilización de la herramienta de estabilidad para comprobar que es posible abrir nuevos caminos de diseño en la ingeniería de RF, con el uso de la realimentación en amplificadores de potencia, asegurando la estabilidad en los diseños y proporcionando numerosos beneficios.
REFERENCIAS
[1] P. Kenington. "High-linearity RF Amplifier Desing" Artech House, 2000.
[2] A. Mallet, A. Anakabe, J.M. Collantes, J. Portilla, J. Jugo, L. Lapierre, J. Sombrin, "STAN: An efficient tool for non linear stability análisis", RF & Hyper Europe 2004, Microwave Poer Amplifier Workshop, Paris 2004.
[3] J. Jugo, J. Portilla, A. Anakabe, A. Suárez, J.M. Collantes, "Closed-loop stability análisis of microwave amplifiers", IEE Electronics Letters, vol 37, No. 4, pp. 226-228, February 2001.
[4] A. Anakabe, J.M Collantes, J. Portilla, S. Mons, A. Mallet, "Detecting and Avoiding Odd-Mode Parametric Oscillations in Microwave Power Amplifiers", International Journal on RF and Microwave Computer-Aided Engineering (Wiley), vol. 15, No. 5, pp. 469-478. September 2005.
[5] A. Suárez, R. Quéré, "Stability Analysis of Nonlinear Microwave Circuits", Artech House
Publishers, Boston-London, 2003.
[6] Datasheet transistor GaAs FET FLU17XM de Fujitsu.
Asignatura: CRF
Dujeiny J. Sánchez Q.
Extraido de: http://www.scribd.com/doc/7100840/061-Analisis-de-ad-No-Lineal-en-Amplificadores-de-Micro
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