AMPLIFICADORES DE MICROONDAS
1- AMPLIFICADORES ESPECIALES
Una primera clasificación de los amplificadores los divide en aquellos que manejan1):
-Grandes señales (de potencia para transmisores) (Klystron, Tubo de Onda Progresiva TWT y transistorizados) y
-Pequeñas señales (amplificadores de bajo ruido) (amplificadores paramétricos y los transistorizados).
1.1- AMPLIFICADOR CON KLYSTRON
El Klystron se utiliza como amplificador de potencia en algunas estaciones terrestres de comunicaciones satelitales. En la Fig01 se muestra un diagrama simplificado de los componentes de un Klystron típico de múltiples cavidades. Generalmente se utilizan 5 cavidades en un Klystron de 3 Kw de potencia. Se dispone de un cañón electrónico que emite un haz de electrones que pasa a través del espacio intermedio entre las cavidades de cada uno de los resonadores. La primer cavidad sirve para ingresar la señal de microondas a ser amplificada, mientras que la segunda se usa para extraer la señal ya amplificada. La señal de entrada excita la primer cavidad creando un campo eléctrico el cual modula a su vez el haz de electrones. La velocidad de los electrones es proporcional al campo resultante en la cavidad. En la última cavidad se genera un campo eléctrico como función de la velocidad de los electrones que se transforma en una corriente de microondas de salida.
Fig 01. Diagrama layout del klystron y TWT.
Para obtener una elevada ganancia el haz de electrones se enfoca mediante cavidades intermedias y mediante un tubo que actúa como focalizador magnético constituido por un imán permanente corto o un solenoide largo. La frecuencia de resonancia del amplificador se ajusta mediante unos tornillos de sintonía disponibles en las cavidades. Dado que la densidad del haz de electrones determina la potencia de salida y que los electrones interceptados en el colector producirán calor que es preciso disipar, la capacidad de transferencia de calor del tubo determinará la potencia manejable por el Klystron. En lapráctica el colector es una estructura grande y hueca enfriada por aire.
1) El generador en un horno a microondas es la válvula Magnetrón. Trabaja a 2,45 GHz y hace girar las moléculas de agua que contienen los alimentos, las cuales se alinean al campo electromagnético. La energía cinética de las moléculas se transforma en calor y hace cocer a los alimentos. Las moléculas de agua y sal poseen una unión débil entre si lo cual permite que se separen y se acoplen al campo; en cambio, las moléculas de grasa poseen uniones fuertes y no se calientan.
Los Klystron, en las denominadas bandas C y Ku, tienen las siguientes características generales:
-en la banda de 5925 a 6425 kHz tienen una potencia de salida de 150 a 3400 watts con ganancias de 50 a 40 dB y anchos de banda de 23 a 45 MHz respectivamente;
-en la banda de 14 a 14,5 GHz la potencia es de orden de 1500 a 200 watts con una ganancia de 40 dB y ancho de banda de 100 MHz. Como se observa, al Klystron se debe ingresar con una alta potencia de entrada; ya que para obtener 2 Kw de salida (equivalente 63 dBm) con una ganancia de 40 dB se requieren 23 dBm de ingreso. En la misma Fig 01 se muestra un diagrama a bloques del amplificador con Klystron donde se disponen de etapas previas con amplificador a transistores para obtener los 23 dBm a partir de la señal proveniente del up-converter.
1.2- AMPLIFICADOR CON TWT
El tubo de onda progresiva TWT (Traveling Wave Tube) es la otra variante de amplificador que se utiliza en las estaciones para comunicaciones satelitales. En la Fig 01 se muestra el diagrama del TWT. El TWT es un amplificador de gran ancho de banda (hasta una octava) y una ganancia de potencia de 25 a 50 dB. La eficiencia, entre el 20 y 40%, es función del ancho de banda.
Consiste en un generador de haz electrónico y una estructura de enfoque magnético. Una estructura en forma de hélice facilita la interacción entre el campo de microondas y el haz electrónico. La velocidad de los electrones se ajusta para que sea igual a la velocidad de fase de las microondas.
El cañón electrónico consiste en:
-Calefactor y cátodo, cuya superficie de emisión de electrones es mucho mayor que el área del haz lo cual permite trabajar con menor densidad de electrones en un orden de 15 a 50 veces.
-Electrodo de enfoque que rodea al cátodo y regula el campo eléctrico y
-Ánodo para acelerar y concentrar el haz de electrones lo cual actúa sobre la ganancia del amplificador.
-Colector de electrones, es una estructura que desacelera el haz en varias etapas de tensión positiva para restar energía cinética y disminuir la disipación de calor.
Los TWT típicos en general funcionan con una tensión de colector inferior al ánodo y cátodo. La amplificación propiamente dicha se produce en la estructura de enfoque e interacción. En la medida que la onda a amplificar viaja en la estructura de hélice el campo electromagnético modula la velocidad de los electrones en ondas periódicas aproximadamente en fase con el campo. La mayoría de los electrones desaceleran y entregan energía al campo produciendo la amplificación. Se caracteriza a este proceso por una ganancia proporcional a la longitud de la zona de interacción. La estructura de onda lenta es una hélice
de alambre de tungsteno o molibdeno sujeta a una varilla
de cerámica (óxido de aluminio o berilio) que la aíslan de
la estructura metálica envolvente. La selección de
materiales influye en la capacidad de potencia de salida y
la eficiencia del TWT.
En las estaciones de comunicaciones por satélite se recurre
al Klystron o al TWT debido a las exigencias de potencia
de emisión. En cambio, en los enlaces terrestres se recurre
exclusivamente a amplificadores de potencia de estado
sólido con transistores. En muy pocos casos se utilizó en
el pasado TWT para obtener ganancias adicionales
cercanas a 5 dB. El TWT tiene prestaciones inferiores al
Klystron en cuanto hace a la linealidad de fase. El nivel de
ruido es menor en el TWT, -64 dBm/kHz con respecto a -
58 dBm/kHz en el Klystron. En los TWT se trabaja con un
back-off de 7 dB para reducir los productos de
intermodulación y muchas veces con linealizadores o
predistorsionadores.
1.3- AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO PARAMÉTRICO
Mientras en el transmisor se recurre a amplificadores con Klystron, TWT o transistores, en el lado recepción se recurre a amplificadores con transistores o paramétricos. El principal requerimiento para el amplificador del receptor es el bajo ruido interno. Existen amplificadores paramétricos2) sin enfriar con temperatura de ruido de 50 °K. Con amplificadores a transistores FET se han obtenido temperaturas de ruido de 80 a 300 °K sin enfriamiento Peltier y de 55 °K con celdas Peltier.
El amplificador paramétrico utiliza una reactancia no lineal (reactancia que varía en función de una señal apropiada). El diodo varactor actúa como una resistencia negativa ante la presencia de la señal lo cual produce la amplificación. La señal que varía la resistencia se llama señal de bombeo. En la Fig 02 se muestra el circuito equivalente a un diodo varactor. La resistencia de pérdida de los elementos en serie Rs es proporcional al ruido térmico del amplificador y de reducirse Rs mejora el factor de ruido. El valor de Rs disminuye cuando se enfría el conjunto con una celda Peltier o con las mejoras introducidas en el diseño del diodo y los materiales. En la misma figura se muestra el diagrama del amplificador paramétrico. El amplificador consiste en 3 señales: la señal de bombeo proveniente de un oscilador con diodo Gunn de frecuencia superior a la señal a amplificar; la señal a amplificar y la señal complementaria que se produce al mezclarse ambas señales precedentes. En condiciones ideales toda la potencia de la señal de bombeo se transfiere a la señal a amplificar; esto ocurre cuando la frecuencia de la señal de bombeo es el doble de la otra señal y cuando ambas están en fase.
En el diodo varactor se dispone entonces de 2 señales: una senoidal que corresponde a la RF a amplificar y otra rectangular que es la señal de bombeo. Cuando la tensión del capacitor es máxima la carga también lo es y equivale a Q=C.V. Si en estemomento se produce un salto en el valor de la capacidad C (mediante la tensión de bombeo) el valor de V se incrementa para mantener constante la carga. Cuando el valor de Q es cero se vuelve al valor original de C (mediante la tensión de bombeo). A cada paso de bombeo se obtiene una pequeña amplificación de la tensión proporcional a la variación de la capacidad.
.
Fig 02. Diagrama del amplificador paramétrico en recepción.
El amplificador paramétrico donde la frecuencia de bombeo es el doble de la frecuencia de resonancia del circuito se denomina degenerado. En la práctica, como el valor de corriente que circula por la juntura del diodo varactor es muy pequeña, el circuito se encuentra libre de ruido y su figura o número de ruido NF (Noise Figure) es muy baja. Para lograr dicha condición es necesario que la polarización del diodo varactor sea inversa. 2) En los años '60 se usaban máseres de 4 GHz enfriados por helio como amplificadores de bajo ruido en comunicaciones satelitales. En los años '70 se perfeccionó el amplificador paramétrico, al principio enfriados criogénicamente con una temperatura de ruido equivalente a 20 °K hasta que aparecieron los diodos Gunn y varactores con las celdas Peltier para el
enfriamiento termoeléctrico.
2- AMPLIFICADOR A TRANSISTORES
Los amplificadores más interesantes por la relación entre el costo, consumo, tamaño, reproductividad y distorsiones son los realizados mediante transistores SSPA (Solid State Power Amplifier). El semiconductor silicio es útil en transistores bipolares hasta los 3000 MHz, mientras que el Arseniuro de Galio (As Ga) se utiliza por encima de dicha frecuencia en la configuración de transistor de efecto de campo (FET).
En los amplificadores de potencia de estado sólido el nivel máximo de potencia de salida es de 10 watts en las bandas de 4/6 GHz y de 2,5 w en 11/14 GHz. Tienen por ello una potencia de salida limitada frente a los amplificadores tradicionales usados en estaciones terrenas. En los amplificadores de bajo ruido se selecciona la configuración FET con barrera Schottky que permite una figura de ruido muy reducida. Por ejemplo, en estaciones terrenas con 4 etapas donde la primera se enfría termoeléctricamente mediante celdas Peltier a -40 °C se logran valores de 0,6 dB a 4 GHz con ganancia de 14 dB. En estaciones para comunicaciones terrestres no se recurre al enfriamiento termoeléctrico y la figura de ruido se encuentra cerca de 4 dB. La tecnología es Circuitos Integrados de Microondas Híbridos HMIC con 2 a 4 etapas en cascada. En la Fig 03 se observa un amplificador de potencia de 3 etapas para trabajar en la banda de 2 GHz. Se dispone, tanto del diagrama en bloques de las etapas como del esquema circuital en película delgada.
Fig 03. Diagrama del amplificador transistorizado.
2.1- LINEALIDAD E INTERMODULACIÓN
En los radioenlaces para señales digitales se requiere un máximo de linealidad de las etapas activas debido a que la modulación QAM y TCM tienen una modulación de amplitud superpuesta a la de fase. Para obtener buena linealidad, reproductividad con bajo costo, volumen y disipación, se requiere un máximo de integración circuital. Como la modulación digital es muy sensible a la deriva de fase de la portadora los resonadores, filtros y circuladores deben tener tolerancias muy reducidas para prevenir las fluctuaciones por temperatura. En la modulación QAM de 16 ó 64 estados y en la TCM se presenta una alta sensibilidad a la linealidad de amplitud producida por la conversión AM-PM de los amplificadores de salida.
La transferencia de un amplificador del tipo HMIC con FET-AsGa es de la forma: y(t) = B1. X(t) + B3 . X(t)3 + B5 . X(t)5 + ... produciendo una componente de intermodulación principalmente de tercer orden como distorsión fundamental. La intermodulación se produce en circuitos alineales. Suponiendo la entrada de las frecuencias f1 y f2. Como tienen distinta frecuencia giran con distinta velocidad angular y la amplitud fluctúa desde un máximo a un mínimo. Por lo tanto se exige al amplificador en todo el rango dinámico. Los productos de intermodulación son: f1 ± f2 intermodulación de 2º orden m.f1-f2 y m.f2-f1 intermodulación de 3º orden El amplificador por cada incremento de potencia de 1 dB de f1 y de f2 produce un incremento de 3 dB de 2.f1-f2 y de 2.f2- f1; es decir que empeora la relación señal a intermodulación. Para reducir la intermodulación se recurre a 2 métodos. El primero consiste en trabajar los amplificadores en la zona de transferencia lineal reduciendo la potencia de salida en un valor denominado Back-off. El segundo consiste en colocar un linealizador en el cual se genera una distorsión igualy opuesta al resto de los circuitos. El Back-off se
define como la diferencia entre la potencia de
saturación del amplificador y la potencia realmente
obtenida. En la modulación 4PSK este valor es de 1
dB, en la 16QAM es cercano a los 6 dB y en
64QAM (128TCM) de 8 dB. En la medida que se
incrementa el número de fases también debe
aumentarse la linealidad reduciéndose la potencia de
salida.
Al no trabajar en saturación el amplificador tiene
una disipación mayor que obliga a ocupar un
volumen físico también mayor, consumiendo más
potencia que los enlaces radioeléctricos para señales
analógicas de capacidad equivalente. El volumen
físico ocupado también está determinado por el
límite de consumo de potencia eléctrica, que en las instalaciones normales es de 400 w/m2 tanto para el consumo desde la red
de distribución como para el cálculo de calorías del aire acondicionado.
3- LINEALIZADOR PARA AMPLIFICADOR DE POTENCIA
Un método para reducir la intermodulación es hacer trabajar al amplificador con potencia no-saturada (Back-off). Un segundo método para reducir las intermodulaciones es el uso de distorsionadores previos a la etapa de amplificación. El linealizador es un predistorsionador, circuito que trabaja a nivel de IF antes del conversor o en RF luego del mismo y que compensa la intermodulación del conjunto transmisor desde IF en el transmisor hasta la RF. En la Fig 04 se muestra el diagrama en bloques.
En el ejemplo de la Fig 04 se ha tomado la distorsión de intermodulación del tipo 2.f1-f2 y 2.f2-f1, siendo que la señal de entrada está compuesta de dos frecuencias f1 y f2. En realidad un circuito alineal genera todo tipo de componentes (±m.f1, ±n.f2) pero de ellas las más importantes son las mencionadas como ejemplo.
En el amplificador de salida la relación señal a ruido de intermodulación de tercer orden es inversamente proporcional a la potencia de ingreso y pueden indicarse valores de S/N de 40, 50 y 60 dB para señales de ingreso +5; 0 y -5 dBm. En los amplificadores a FET de AsGa existen 3 causas de alinealidad: la alinealidad de la capacidad de la juntura gate-source; la alinealidad de la trasconductancia y de la impedancia de salida. Con señales fuertes la alinealidad está determinada por el límite de la característica corriente-voltaje producto de la avalancha en la juntura drain-gate.
3.1- LINEALIZADOR EN FRECUENCIA INTERMEDIA
La idea consiste en generar una distorsión controlada y ajustable que se suma a la IF original. La señal de IF de entrada se separa en 2 caminos luego de un control automático de ganancia AGC. La tensión de control de AGC, si excede un umbral, da lugar a una alarma de bajo nivel de IF
Fig 04. Formas de corregir la intermodulación.
Un camino de la señal de IF es retardado una decena de nseg para simular el retardo del otro camino. Para compensar el retardo de grupo de este circuito se usa un filtro pasa altos. El otro camino de la IF es separado a su vez en 2 señales con 180° de fase; una de ellas se distorsiona en un elemento alineal y luego se suman. Debido al desfasaje de 180° entre caminos se obtiene que la IF se cancela y perdura sola la distorsión. Esta distorsión se ajusta en nivel mediante un atenuador variable, disponible para el operador de mantenimiento.
El ajuste de la fase se realiza separando esta distorsión en 4 fases (0°, 90°, 180° y 270°) y seleccionando dos de ellas para obtener un cuadrante. Mediante atenuadores variables se puede ajustar el nivel de cada componente para obtener el ángulo de fase deseado dentro del cuadrante. La suma de un camino (señal de IF) y el otro (distorsión controlada) se realiza a la salida del predistorsionador. A través de un filtro pasa bajos se eliminan las distorsiones fuera de banda más allá de la IF. Para compensar el retardo de grupo del filtro se dispone de un ecualizador de retardo entre 3 y 4 nseg.
En la Fig 05 se muestra la mejora introducida por el método Back-off sobre la característica de C/N. El back-off mejora la característica hasta un valor razonable cercano a 1; 6 y 8 dB de Back-off para modulación 4PSK, 16QAM/32TCM y 64QAM/128TCM, respectivamente.
El linealizador usa sólo en sistemas de alta capacidad. En la Fig 05 se muestra el efecto que produce el linealizador en el extremo de la banda en un sistema de alta capacidad. El espectro de frecuencia intermedia del extremo transmisor sufre una substancia modificación debido a la acción de la distorsión controlada. El ajuste puede realizarse mediante un generador de varios tonos (3 ó 4 frecuencias en el entorno de la IF) minimizando las distorsiones fuera de banda del espectro digital normal. Un instrumento de medida en particular de H&P utiliza las frecuencias 67; 70 y 75 MHz como tonos para el ajuste.
Como linealizador se ha propuesto también el uso de un filtro adaptativo similar al ecualizador de Notch en IF. En este caso la ventaja reside en que es automático en lugar de fijo; se coloca a nivel de IF y el control se efectúa tomando muestras del espectro antes del linealizador y después del amplificador de salida. De esta manera se pueden controlar pequeñas variaciones en la distorsión de amplitud y fase del amplificador de salida a lo largo del tiempo.
Fig 05. Efecto de la intermodulación sobre los amplificadores de potencia.
3.2- LINEALIZADOR EN RADIOFRECUENCIA
Los sistemas sincrónicos SDH requieren nuevos desarrollos ligados con los amplificadores de potencia de estado sólido ellos
son:
- Linealizador para reducir los productos de intermodulación que trabaja en RF sobre el amplificador de potencia SSPA. Se aprovecha la alinealidad del FET-AsGa en la región cercana al pinch-off. Permitiendo mejor adaptación que el linealizador en IF y no requiere ajuste de campo.
- Control automático de la potencia de transmisión ATPC para mantener reducida la potencia de salida durante los períodos de buena propagación. Con una potencia nominal de transmisión de +29 dBm el ATPC trabaja a +19 dBm (saturación en +38 dBm).
En la Fig 04 se muestran dos tipos de circuitos linealizadores. Uno efectúa un circuito en película delgada con un diagrama a bloques similar al propuesto en la Fig 04. El segundo en cambio recurre a la alinealidad del transistor FET en la región de pinch-off donde la corriente de Drain y la ganancia de corriente se incrementa (compensación AM/AM).
Este circuito permite mejorar la adaptación de impedancias y no requiere ajustes en campo. Compensa la distorsión AM/AM y AM/PM simultáneamente.
Mediante el mismo proceso se puede actuar sobre la ganancia del amplificador de salida. Se denomina proceso ATPC (control automático de potencia transmitida). El proceso de funcionamiento del ATPC es el siguiente: Cuando se detecta una reducción en la potencia de recepción (mediante el Control Automático de Ganancia AGC) se informa al otro extremo del enlace a través de un Byte de la SOH de la trama STM-1. Del otro lado cuando en la banda-base del SOH se encuentra esta información se procede a incrementar la potencia del SSPA. Se puede obtener un incremento de 10 dB desde la potencia nominal a la máxima de funcionamiento (+20 a +30 dBm).
Pablo Jose Mago V.
C.I. 18146112
EES
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